本發(fā)明涉及通信領(lǐng)域，具體涉及一種重疊頻分復(fù)用調(diào)制方法、裝置及重疊頻分復(fù)用系統(tǒng)。

背景技術(shù)：

頻分復(fù)用FDM(Frequency Division Multiplexing)是一種讓多個占據(jù)較窄帶寬的信號共享一個較寬帶寬的技術(shù)。如圖1所示，各被利用的信號帶寬分別為B1，B2，B3，B4，….，當(dāng)然它們也可以占據(jù)相同帶寬，△B為最小保護帶寬，實際保護帶寬可以寬裕一些?！鰾應(yīng)大于所使用的解復(fù)用濾波器的過渡帶寬加上系統(tǒng)的最大頻率漂移及信道的最大頻率擴散量。這是最常見的頻分復(fù)用技術(shù)，現(xiàn)有的絕大多數(shù)的廣播系統(tǒng)、通信系統(tǒng)和雷達系統(tǒng)等都采用的是這種技術(shù)。這種技術(shù)的最大特點是被利用的信號頻譜之間是相互隔離的，不會存在相互干擾。

因此，傳統(tǒng)的觀點是相鄰信道之間在頻率域上不重疊，以避免相鄰信道之間產(chǎn)生干擾，但這種技術(shù)制約了頻譜效率的提高?，F(xiàn)有技術(shù)的頻分復(fù)用技術(shù)的觀點是各信道之間不但不需要相互隔離，而且可以有很強的相互重疊，如圖2所示，現(xiàn)有技術(shù)將信道之間的重疊視為一種新的編碼約束關(guān)系，并根據(jù)該約束關(guān)系提出了相應(yīng)的調(diào)制和解調(diào)技術(shù)，因此稱之為重疊頻分復(fù)用，這種技術(shù)使得頻譜效率隨重疊次數(shù)K成比例的增加，其中圖2中是K＝3的情況。

理論上，當(dāng)采用重疊頻分復(fù)用技術(shù)進行數(shù)據(jù)傳輸時，重疊次數(shù)K可無限地增加，因此頻譜效率也可無限地增加，但在實驗室研究階段卻發(fā)現(xiàn)隨著重疊次數(shù)K的增加，雖然頻譜效率得到增加，但是傳輸功率隨之也增長，而傳輸功率的增長反過來在一定程度上也限制了重疊次數(shù)K的增加，從而也限制了頻譜效率的增加。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本申請?zhí)峁┮环N重疊頻分復(fù)用調(diào)制方法、裝置及系統(tǒng)。

根據(jù)第一方面，一種實施例中提供一種重疊頻分復(fù)用調(diào)制方法，包括以下步驟：

根據(jù)設(shè)計參數(shù)生成一個頻域內(nèi)波形平滑的初始包絡(luò)波形，其中所述初始包絡(luò)波形為布萊克曼窗包絡(luò)波形或其演變窗函數(shù)的包絡(luò)波形；

根據(jù)重疊復(fù)用次數(shù)將所述初始包絡(luò)波形在頻域上按預(yù)定的頻譜間隔進行移 位，得到各子載波包絡(luò)波形；

將輸入的數(shù)字信號序列轉(zhuǎn)換成正負符號序列；

將所述正負符號序列中的符號與各自對應(yīng)的子載波包絡(luò)波形相乘，得到各子載波的調(diào)制包絡(luò)波形；

將所述各子載波的調(diào)制包絡(luò)波形在頻域上進行疊加，得到頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形；

將所述頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形進行變換，得到時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形。

根據(jù)第二方面，一種實施例中提供一種重疊頻分復(fù)用調(diào)制裝置，包括：

波形生成模塊，用于生成一個頻域內(nèi)波形平滑的初始包絡(luò)波形，其中所述波形生成模塊生成的初始包絡(luò)波形為布萊克曼窗包絡(luò)波形或其演變窗函數(shù)的包絡(luò)波形；

移位模塊，用于根據(jù)重疊復(fù)用次數(shù)將所述初始包絡(luò)波形在頻域上按預(yù)定的頻譜間隔進行移位，得到各子載波包絡(luò)波形；

轉(zhuǎn)換模塊，用于將輸入的數(shù)字信號序列轉(zhuǎn)換成正負符號序列；

乘法模塊，用于將所述正負符號序列中的符號與各自對應(yīng)的子載波包絡(luò)波形相乘，得到各子載波的調(diào)制包絡(luò)波形；

疊加模塊，用于將所述各子載波的調(diào)制包絡(luò)波形在頻域上進行疊加，得到頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形；

變換模塊，用于將所述頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形進行變換，得到時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形。

根據(jù)第三方面，一種實施例中提供一種重疊頻分復(fù)用系統(tǒng)，包括發(fā)射機和接收機；

所述發(fā)射機包括：

上述的重疊頻分復(fù)用調(diào)制裝置，用于調(diào)制生成攜帶輸出信號序列的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形；

發(fā)射裝置，用于將所述復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形發(fā)射到接收機；

所述接收機包括：

接收裝置，用于接收所述復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形；

重疊頻分復(fù)用解調(diào)裝置，用于對接收的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形進行解調(diào)，最終經(jīng)過譯碼得到最終的輸入比特序列。

依據(jù)上述實施例的重疊頻分復(fù)用調(diào)制方法、裝置及系統(tǒng)，由于生成的初始包絡(luò)波形為布萊克曼窗包絡(luò)波形或其演變窗函數(shù)的包絡(luò)波形，其在頻域內(nèi)波形平滑，相應(yīng)地，其在時域內(nèi)能量集中且持續(xù)時間較短，因此經(jīng)過其調(diào)制形成的 復(fù)調(diào)調(diào)包絡(luò)波形在時域能量集中且持續(xù)時間較短，因此其頻譜利用率高，信號傳輸速率也高，并且只需要較低的傳輸功率，被解調(diào)時具有較低的誤碼率。

附圖說明

圖1為傳統(tǒng)頻分復(fù)用技術(shù)中各信號共享一個較寬帶寬的波形示意圖；

圖2為現(xiàn)有重疊頻分技術(shù)中各信道之間重疊后形成的編碼約束關(guān)系示意圖；

圖3為本申請一種實施例中重疊頻分復(fù)用系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖4為本申請一種實施例中重疊頻分復(fù)用調(diào)制裝置的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖5為本申請一種實施例中接收裝置的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖6為本申請一種實施例中重疊頻分復(fù)用解調(diào)裝置的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖7為本申請一種實施例中重疊頻分復(fù)用調(diào)制方法的流程示意圖；

圖8為本申請一種實施例中輸出信號序列確定方法的流程示意圖；

圖9為本申請一種實施例中K路波形復(fù)用的疊加原理示意圖；

圖10為本申請一種實施例中布萊克曼窗包絡(luò)波形的頻域圖；

圖11為本申請一種實施例中以布萊克曼窗包絡(luò)波形作為初始包絡(luò)波形調(diào)制得到的各子載波包絡(luò)波形和復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形的頻域圖；

圖12為本申請一種實施例中以布萊克曼窗包絡(luò)波形作為初始包絡(luò)波形調(diào)制得到的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形的時域圖；

圖13為本申請一種實施例中3路波形復(fù)用的疊加原理示意圖；

圖14為本申請一種實施例中矩形窗包絡(luò)波形的頻域圖；

圖15為本申請一種實施例中以矩形窗包絡(luò)波形作為初始包絡(luò)波形調(diào)制得到的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形的時域圖；

圖16為本申請一種實施例中以矩形窗包絡(luò)波形作為初始包絡(luò)波形調(diào)制得到的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形的時域圖；

圖17為本申請一種實施例中輸入-輸出關(guān)系圖；

圖18為本申請一種實施例中節(jié)點狀態(tài)轉(zhuǎn)移圖；

圖19為本申請一種實施例中以布萊克曼窗一階導(dǎo)包絡(luò)波形作為初始包絡(luò)波形調(diào)制得到的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形的頻域圖；

圖20為本申請一種實施例中以布萊克曼窗一階導(dǎo)包絡(luò)波形作為初始包絡(luò)波形調(diào)制得到的各子載波包絡(luò)波形和復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形的頻域圖

圖21為本申請一種實施例中以布萊克曼窗一階導(dǎo)包絡(luò)波形作為初始包絡(luò)波形調(diào)制得到的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形的時域圖。

具體實施方式

下面通過具體實施方式結(jié)合附圖對本發(fā)明作進一步詳細說明。

在對重疊頻分復(fù)用技術(shù)研究中，發(fā)明人發(fā)現(xiàn)傳輸功率的增長主要跟被復(fù)用信號(即調(diào)制窗函數(shù))的頻譜有關(guān)，并非如理論上所設(shè)想的對復(fù)用信號頻譜的形狀、帶寬沒有任何要求。雖然現(xiàn)有技術(shù)中存在很多窗函數(shù)，理論上可自由采用各種窗函數(shù)對傳輸?shù)恼摲栃蛄羞M行調(diào)制，但由于矩形窗相較于其它窗函數(shù)在產(chǎn)生、設(shè)計和應(yīng)用上更容易、成本更低，因此目前在進行信號調(diào)制時優(yōu)先采用矩形窗，而矩形波的頻譜波形在兩側(cè)較陡峭，從而其在時間域上能量不集中，持續(xù)時間過長，因此復(fù)用波形系統(tǒng)性能很差，導(dǎo)致所需的傳輸功率和誤碼率都很高。

基于上述發(fā)現(xiàn)，在本發(fā)明實施例中，在應(yīng)用重疊頻分復(fù)用技術(shù)時采用一種優(yōu)于矩形波的窗函數(shù)對傳輸?shù)恼摲栃蛄羞M行調(diào)制。

請參考圖3，重疊頻分復(fù)用系統(tǒng)包括發(fā)射機1和接收機2。

發(fā)射機1包括重疊頻分復(fù)用調(diào)制裝置10和發(fā)射裝置20，其中，重疊頻分復(fù)用調(diào)制裝置10用于調(diào)制生成攜帶輸出信號序列的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形，發(fā)射裝置20用于將上述復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形發(fā)射到接收機2。

請參考圖4，重疊頻分復(fù)用調(diào)制裝置10包括波形生成模塊11、移位模塊12、轉(zhuǎn)換模塊13、乘法模塊14、疊加模塊15和變換模塊16。

波形生成模塊11用于根據(jù)設(shè)計參數(shù)生成一個頻域內(nèi)波形平滑的初始包絡(luò)波形。在一實施例中，設(shè)計參數(shù)至少包括初始包絡(luò)波形的帶寬寬度。

移位模塊12用于根據(jù)重疊復(fù)用次數(shù)將初始包絡(luò)波形在頻域上按預(yù)定的頻譜間隔進行移位，得到各子載波包絡(luò)波形。在一實施例中，頻譜間隔為子載波頻譜間隔△B，其中子載波頻譜間隔△B＝B/K，B為初始包絡(luò)波形的帶寬，K為重疊復(fù)用次數(shù)。在一實施例中，所述子載波頻譜間隔△B大于或等于系統(tǒng)采樣的倒數(shù)。

轉(zhuǎn)換模塊13用于將輸入的數(shù)字信號序列轉(zhuǎn)換成正負符號序列。在一實施例中，轉(zhuǎn)換模塊13將輸入的數(shù)字信號序列轉(zhuǎn)換成正負符號序列具體為：將輸入的數(shù)字信號序列中的0轉(zhuǎn)換為+A，數(shù)字信號序列中的1轉(zhuǎn)換為-A，以形成正負符號序列并輸出。例如，取A為1時，在一具體實施例中，轉(zhuǎn)換模塊13采用BPSK調(diào)制方式，將輸入的{0，1}比特序列經(jīng)過調(diào)制轉(zhuǎn)換成{+1，-1}的符號序列。

乘法模塊14用于將上述正負符號序列中的符號與各自對應(yīng)的子載波包絡(luò)波形相乘，得到各子載波的調(diào)制包絡(luò)波形。

疊加模塊15用于將上述各子載波的調(diào)制包絡(luò)波形在頻域上進行疊加，得到頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形。

變換模塊16用于將上述頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形變換到到時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形。在一具體實施例中，變換模塊16可以采用傅氏反變換，將上述頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形變換成時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形。

上述調(diào)制生成的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形攜帶有與轉(zhuǎn)換得到的正負符號序列對應(yīng)的輸出信號序列，此輸出信號序列由各頻譜間隔的輸出信號組成，各頻譜間隔的輸出信號為各頻譜間隔內(nèi)的調(diào)制包絡(luò)波形的運算值疊加后的結(jié)果，當(dāng)調(diào)制包絡(luò)波形由正符號與子載波包絡(luò)波形相乘得到時，其運算值為+1，由負符號與子載波包絡(luò)波形相乘得到時，其運算值為-1。

返回參考圖3，接收機2包括接收裝置30和重疊頻分復(fù)用解調(diào)裝置40，其中，接收裝置30用于接收發(fā)射裝置20發(fā)送的上述復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形，重疊頻分復(fù)用解調(diào)裝置40用于對接收的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形進行解調(diào)譯碼。

請參考圖5，接收裝置30包括符號同步模塊31和數(shù)字信號處理模塊32。

符號同步模塊31用于對接收的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形在時間域形成符號同步。

數(shù)字信號處理模塊32用于對各個符號時間區(qū)間的接收信號進行取樣、量化，使之變?yōu)榻邮辗栃蛄小?/p>

請參考圖6，重疊頻分復(fù)用解調(diào)裝置40包括頻譜模塊41、頻率分段模塊42、卷積編碼模塊43和數(shù)據(jù)檢測模塊44。

頻譜模塊41用于將上述時間域上的接收符號序列進行變換以形成接收信號頻譜。在一具體實施例中，頻譜模塊41采用傅氏變換，將上述時間域上的接收符號序列變換成接收信號頻譜。

頻率分段模塊42用于將接收信號頻譜在頻域以子載波頻譜間隔△B進行分段得到接收信號分段頻譜。

卷積編碼模塊43用于對各子載波頻譜間隔△B內(nèi)的接收信號分段頻譜進行卷積編碼，得到接收信號頻譜與發(fā)射機1中經(jīng)輸入的數(shù)字信號序列轉(zhuǎn)換成的正負符號序列之間的一一對應(yīng)關(guān)系。

數(shù)據(jù)檢測模塊44用于根據(jù)上述一一對應(yīng)關(guān)系，檢測出上述正負符號序列。

請參考圖7，本申請還公開了一種重疊頻分復(fù)用調(diào)制方法，其包括以下步驟：

步驟S11、根據(jù)設(shè)計參數(shù)生成一個頻域內(nèi)波形平滑的初始包絡(luò)波形。在一實施例中，設(shè)計參數(shù)至少包括初始包絡(luò)波形的帶寬寬度。

步驟S12、根據(jù)重疊復(fù)用次數(shù)將所述初始包絡(luò)波形在頻域上按預(yù)定的頻譜間 隔進行移位，得到各子載波包絡(luò)波形。在一實施例中，頻譜間隔為子載波頻譜間隔△B，其中子載波頻譜間隔△B＝B/K，B為初始包絡(luò)波形的帶寬，K為重疊復(fù)用次數(shù)。在一實施例中，所述子載波頻譜間隔△B大于或等于系統(tǒng)采樣的倒數(shù)。

步驟S13、將輸入的數(shù)字信號序列轉(zhuǎn)換成正負符號序列。在一實施例中，步驟S13將輸入的數(shù)字信號序列轉(zhuǎn)換成正負符號序列具體為：將輸入的數(shù)字信號序列中的0,1轉(zhuǎn)換為±A，A取值為非0任意數(shù)，以形成正負符號序列。例如，取A為1時，在一具體實施例中，步驟S13采用BPSK調(diào)制方式，將輸入的{0，1}比特序列經(jīng)過調(diào)制轉(zhuǎn)換成{+1，-1}的符號序列。

步驟S14、將上述正負符號序列中的符號與各自對應(yīng)的子載波包絡(luò)波形相乘，得到各子載波的調(diào)制包絡(luò)波形。

步驟S15、將上述各子載波的調(diào)制包絡(luò)波形在頻域上進行疊加，得到頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形。

步驟S16、將上述頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形變換到時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形。在一具體實施例中，步驟S16可以采用傅氏反變換，將上述頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形變換成時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形。

上述調(diào)制生成的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形攜帶有與轉(zhuǎn)換得到的正負符號序列對應(yīng)的輸出信號序列，如圖8所示，此輸出信號序列可通過以下步驟確定：

步驟S17、當(dāng)調(diào)制包絡(luò)波形由正符號與子載波包絡(luò)波形相乘得到時，令該調(diào)制包絡(luò)波形的運算值為+1，當(dāng)調(diào)制包絡(luò)波形由負符號與子載波包絡(luò)波形相乘得到時，令該調(diào)制包絡(luò)波形的運算值為-1；

步驟S18、對于每個頻譜間隔，將位于該頻譜間隔內(nèi)的調(diào)制包絡(luò)波形的運算值疊加，得出該頻譜間隔的輸出信號，從而形成輸出信號序列。

下面再以一個實際的例子對上述內(nèi)容加以解釋說明。

不妨令輸入的數(shù)字信號序列轉(zhuǎn)換成的正負符號序列為X＝{X₀，X₁，…,X_N-1}，可以看到，正負符號序列的長度為N，N為正整數(shù)。

對該正負符號序列X＝{X₀，X₁，…,X_N-1}的重疊頻分復(fù)用調(diào)制過程如下：

在步驟S11中根據(jù)設(shè)計參數(shù)生成一個頻域內(nèi)波形平滑的初始包絡(luò)波形H(f)。

在步驟S12中根據(jù)重疊復(fù)用次數(shù)將所述初始包絡(luò)波形在頻域上按預(yù)定的頻譜間隔進行移位，得到各子載波包絡(luò)波形。在一實施例中，具體地，將初始包絡(luò)波形H(f)分別頻移0到N-1個子載波頻譜間隔△B，得到N個子載波包絡(luò)波形，其中第i個子載波包絡(luò)波形為H(f-i*ΔB)，0≦i≦N-1；子載波頻譜間隔△B＝B/K，B為初始包絡(luò)波形H(f)的帶寬，K為重疊復(fù)用次數(shù)。

在步驟S14中將上述正負符號序列中的符號與各自對應(yīng)的子載波包絡(luò)波形相乘，得到各子載波的調(diào)制包絡(luò)波形。在一實施例中，具體地，將上述正負符號序列的N個符號與各符號對應(yīng)的子載波包絡(luò)波形相乘，得到N個經(jīng)過子載波調(diào)制的調(diào)制包絡(luò)波形，其中第i個調(diào)制包絡(luò)波形為X_i*H(f-i*ΔB)，0≦i≦N-1。

在步驟S15中將上述各子載波的調(diào)制包絡(luò)波形在頻域上進行疊加，得到頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形

在步驟S16中將上述頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(f)進行變換，得到時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(t)。

上述調(diào)制生成的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(f)和S(t)均攜帶有與正負符號序列X＝{X₀，X₁，…,X_N-1}對應(yīng)的輸出信號序列S＝{S₀，S₁，…,S_N-1}。輸出信號序列S＝{S₀，S₁，…,S_N-1}可由圖8中的步驟S17與步驟S18進行確定。在一實施例中，具體地，請參考圖9，為K路波形復(fù)用的疊加原理示意圖，其呈四邊形形狀。其中每一行的項表示一個所要發(fā)送的符號X_i與對應(yīng)的子載波包絡(luò)波形H(f-i*ΔB)相乘后形成的調(diào)制包絡(luò)波形X_i*H(f-i*ΔB)的K個采樣點，在同一列的項表示這些采樣點位于同一個頻譜間隔內(nèi)，可進行疊加，得出該頻譜間隔的輸出信號，從而形成輸出信號序列。在本實施例中，系數(shù)A₀到A_K-1都令其為1。

實施例一

本實施例中，初始包絡(luò)波形為布萊克曼(Blackman)窗包絡(luò)波形，布萊克曼(Blackman)窗包絡(luò)波形在頻域內(nèi)波形平滑。

下面以一個具體的例子來加以說明。

不妨以重疊復(fù)用次數(shù)K＝3，輸入的數(shù)字信號序列轉(zhuǎn)換成的正負符號序列X＝{-1，+1，+1，-1，+1，+1，+1，-1}為例，其中X₁＝-1，X₂＝+1，X₃＝+1，X₄＝-1，X₅＝+1，X₆＝+1，X₇＝+1，X₈＝+1，可以看到，正負符號序列X的長度N＝8。

在步驟S11中，根據(jù)設(shè)計參數(shù)生成一個布萊克曼(Blackman)窗包絡(luò)波形H(f)，在一實施例中，布萊克曼(Blackman)窗包絡(luò)波形H(f)的帶寬B＝63，如圖10所示，為布萊克曼(Blackman)窗包絡(luò)波形H(f)的頻域圖。在一實施例中，布萊克曼(Blackman)窗函數(shù)可由下列式子表示：

w(n)＝0.42-0.5cos(2πn/(N-1))+0.08cos(4πn/(N-1)) 0≤n≤M-1；

其中N為其窗長度，當(dāng)N為偶數(shù)時，M為N/2，當(dāng)N為奇數(shù)時，M為(N+1)/2。

在步驟S12中，根據(jù)重疊復(fù)用次數(shù)K將布萊克曼(Blackman)窗包絡(luò)波形H(f)在頻域上按預(yù)定的頻譜間隔進行移位，得到各子載波包絡(luò)波形。具體地， 將布萊克曼(Blackman)窗包絡(luò)波形H(f)分別頻移0到7個子載波頻譜間隔△B，得到8個子載波包絡(luò)波形，其中第i個子載波包絡(luò)波形為H(f-i*ΔB)，0≦i≦7；子載波頻譜間隔△B＝B/K＝63/3＝21。

在步驟S14中，將正負符號序列X中的8個符號與各自對應(yīng)的子載波包絡(luò)波形相乘，得到各子載波的調(diào)制包絡(luò)波形，其中第i個子載波包絡(luò)波形為X_i*H(f-i*ΔB)，0≦i≦7，各子載波包絡(luò)波形的頻域圖如圖11所示，其中波形1、2和3表示相乘后的各子載波包絡(luò)波形的頻域圖。

在步驟S15中，將上述各子載波的調(diào)制包絡(luò)波形在頻域上進行疊加，得到頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形如圖11所示，其中波形4為復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(f)的頻域圖。

在步驟S16中，將上述頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(f)進行變換，得到時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(t)，S(t)＝ifft(S(f))，ifft為傅里葉反變換函數(shù)。時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(t)如圖12所示，可以看到，其在時間域上能量集中且持續(xù)時間短，其中圖12的橫坐標表示采樣點，縱坐標表示功率，單位為dB。最后將此時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(t)發(fā)送出去。

此復(fù)調(diào)制頻譜信號S(f)和S(t)均攜帶有與正負符號序列X＝{-1，+1，+1，-1，+1，+1，+1，-1}對應(yīng)的輸出信號序列S＝{S₀，S₁，…,S₇}。輸出信號序列是通過步驟S17和步驟S18進行計算得來的。在一實施例中，參照圖9中K路波形復(fù)用的疊加原理示意圖，將復(fù)用次數(shù)K，系數(shù)A₀到A₂以及符號X₁到X₇的值都代入其中，可得到圖13的3路波形復(fù)用疊加圖，從而計算出與正負符號序列X＝{-1，+1，+1，-1，+1，+1，+1，-1}對應(yīng)的輸出信號序列S＝{-1，0，+1，+1，+1，+1，+3，+1}。

從圖10中可以看到，布萊克曼(Blackman)窗包絡(luò)波形H(f)在頻域由0開始，頻域的波形平滑，這導(dǎo)致由其頻域線性疊加后形成的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(f)在頻域上的波形也很平滑，從圖11中可以清楚地看到這一點，頻域上波形平滑的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(f)轉(zhuǎn)換成時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(t)，復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(t)在時域上能量集中且持續(xù)時間短，從圖12中可以清楚地看到這一點。因此，被調(diào)制后進行發(fā)送的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形，其在頻域上波形平滑，在時域上能量集中且持續(xù)時間短，使得本申請的重疊頻分復(fù)用調(diào)制方法、裝置及系統(tǒng)具有優(yōu)好的性能，下面具體說明。

如圖14為矩形窗包絡(luò)波形的頻域圖，可以看到，其帶寬較寬，在頻域上由1開始處，頻譜不平滑，很陡峭，這導(dǎo)致由其作為初始包絡(luò)波形進行調(diào)制而形成的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形在頻域上也不平滑，從圖15中可以清楚地看到這一點，從而 使得該復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形在時域上能量分散且持續(xù)時間較長，從圖16中可以清楚地看到這一點。

因此，從圖中可以看出，相比由矩形窗包絡(luò)波形作為初始包絡(luò)波形調(diào)制而得到的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形，由布萊克曼(Blackman)窗包絡(luò)波形作為初始包絡(luò)波形調(diào)制而得到的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形，其頻域占用帶寬一樣，但時域上能量集中持續(xù)時間短，從而使得本申請的頻譜利用率得到了提高，同時，時域上能量集中持續(xù)時間短，又使得本申請的傳輸速率得到了提高，另外，由布萊克曼(Blackman)窗包絡(luò)波形作為初始包絡(luò)波形調(diào)制而得到的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形在頻域很平滑，使得本申請在對頻域上的波形進行波形切割的精度高，降低了誤碼率。

由發(fā)射機1發(fā)送的上述由布萊克曼(Blackman)窗包絡(luò)波形作為初始包絡(luò)波形調(diào)制而得到時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(t)，可由接收機2進行接收和解調(diào)。具體地，先對接收到的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形在時間域形成符號同步；接著，對各個符號時間區(qū)間的接收信號進行取樣、量化，使之變?yōu)榻邮辗栃蛄?；接著，將上述時間域上的接收符號序列進行變換以形成接收信號頻譜；接著，將接收信號頻譜在頻域以子載波頻譜間隔△B進行分段得到接收信號分段頻譜。經(jīng)過上述處理后，頻譜波形切割得到的接收符號序列為S＝{-1，0，+1，+1，+1，+1，+3，+1}，即是復(fù)調(diào)制頻譜信號S(f)和S(t)攜帶的與正負符號序列X＝{-1，+1，+1，-1，+1，+1，+1，-1}對應(yīng)的輸出信號序列S＝{-1，0，+1，+1，+1，+1，+3，+1}。最后就是根據(jù)一定的譯碼算法對切割后的頻譜波形進行譯碼。在一實施例中，具體地，是根據(jù)圖17中的輸入-輸出關(guān)系圖和圖18中的節(jié)點狀態(tài)轉(zhuǎn)移圖，進行符號之間的前后比較，得到節(jié)點轉(zhuǎn)移路徑，從而進行譯碼。具體地，請返回參照圖17，向上的樹枝(路徑)為表示輸入+1，向下的樹枝表示輸入-1，仔細觀察可發(fā)現(xiàn)，在第三枝以后該樹圖就變成重復(fù)的了，因為凡是從標記為a的節(jié)點輻射出的樹枝都有同樣的輸出，該結(jié)論對節(jié)點b、c、d也同樣適用。它們不外乎是如下幾種可能，如圖18所示，從圖中可以看出從節(jié)點a只能轉(zhuǎn)移到(經(jīng)輸入+1)節(jié)點a及(經(jīng)輸入-1)節(jié)點b，同時b只能到(輸入+1)c及(輸入-1)d，c只能到(輸入+1)a及(輸入-1)b，d只能到(輸入+1)c及(輸入-1)d。產(chǎn)生這種現(xiàn)象的原因很簡單，因為只有相鄰K個符號才會形成相互“干擾”。所以當(dāng)頻率域第K位數(shù)據(jù)輸入到信道時，最早來的第1位數(shù)據(jù)已經(jīng)移出最右邊的一個頻率間隔了。因此信道的輸出除了取決于現(xiàn)頻率數(shù)據(jù)的輸入，還決定于前K-1個頻率數(shù)據(jù)的輸入。本實施例中，節(jié)點狀態(tài)轉(zhuǎn)移路徑為圖17中的加黑粗線， 節(jié)點轉(zhuǎn)移路徑為-1(接收符號序列為S的第一個符號為-1)->b->c->a->b->c->a->a->b，根據(jù)此轉(zhuǎn)移關(guān)系即求出輸入的符號序列為{-1，+1，+1，-1，+1，+1，+1，-1}，可以看到，譯碼后得出的符號序列即為正負符號序列X。

實施例二

相比實施例一，本實施例中，初始包絡(luò)波形為頻域內(nèi)波形平滑的布萊克曼(Blackman)窗演變窗函數(shù)的包絡(luò)波形，比如布萊克曼(Blackman)窗脈沖成型連乘函數(shù)、各階導(dǎo)數(shù)、各階導(dǎo)數(shù)之和等一系列關(guān)于布萊克曼(Blackman)窗脈沖成型的函數(shù)形式的包絡(luò)波形。

下面以初始包絡(luò)波形為布萊克曼(Blackman)窗一階導(dǎo)包絡(luò)波形為例，進行詳細說明。

仍以實施例一中重疊復(fù)用次數(shù)K＝3，正負符號序列X＝{-1，+1，+1，-1，+1，+1，+1，-1}為例。

在步驟S11中，根據(jù)設(shè)計參數(shù)生成一個布萊克曼(Blackman)窗一階導(dǎo)包絡(luò)波形H(f)，在一實施例中，布萊克曼(Blackman)窗一階導(dǎo)包絡(luò)波形H(f)的帶寬B＝63，如圖19所示，為布萊克曼(Blackman)窗一階導(dǎo)包絡(luò)波形H(f)的頻域圖。可以看到，布萊克曼(Blackman)窗一階導(dǎo)包絡(luò)波形H(f)的頻域波形平滑，在帶寬中間位置幅值有跳變，波形趨近于正弦波，其峰值是布萊克曼(Blackman)窗窗函數(shù)的1/10左右。

在步驟S12中，根據(jù)重疊復(fù)用次數(shù)K將布萊克曼(Blackman)窗一階導(dǎo)包絡(luò)波形H(f)在頻域上按預(yù)定的頻譜間隔進行移位，得到各子載波包絡(luò)波形。具體地，將布萊克曼(Blackman)窗一階導(dǎo)包絡(luò)波形H(f)分別頻移0到7個子載波頻譜間隔△B，得到8個子載波包絡(luò)波形，其中第i個子載波包絡(luò)波形為H(f-i*ΔB)，0≦i≦7；子載波頻譜間隔△B＝B/K＝63/3＝21。

在步驟S14中，將正負符號序列X中的8個符號與各自對應(yīng)的子載波包絡(luò)波形相乘，得到各子載波的調(diào)制包絡(luò)波形，其中第i個子載波包絡(luò)波形為X_i*H(f-i*ΔB)，0≦i≦7，各子載波包絡(luò)波形的頻域圖如圖20所示，其中波形1、2和3表示相乘后的各子載波包絡(luò)波形的頻域圖。

在步驟S15中，將上述各子載波的調(diào)制包絡(luò)波形在頻域上進行疊加，得到頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形如圖20所示，其中波形4為復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(f)的頻域圖。

在步驟S16中，將上述頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(f)進行變換，得到時域 上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(t)，S(t)＝ifft(S(f))。時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(t)如圖21所示，可以看到，其在時間域上能量集中且持續(xù)時間短,其中圖21的橫坐標表示采樣點，縱坐標表示功率，單位為dB。最后將此時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(t)發(fā)送出去。之后的接收復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(t)以及對其進行解調(diào)譯碼過程，與實施例一中的過程類似，在此不再贅述。

從圖19可以看到，布萊克曼(Blackman)窗一階導(dǎo)包絡(luò)波形H(f)在頻域由0開始，頻譜平滑，這導(dǎo)致由其頻域線性疊加后形成的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(f)在頻域上的波形也很平滑，從圖20中可以清楚地看到這一點，頻域上波形平滑的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(f)轉(zhuǎn)換成時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(t)，復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(t)在時域上能量集中且持續(xù)時間短，從圖21中可以清楚地看到這一點。因此，被調(diào)制后進行發(fā)送的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形，其在頻域上波形平滑，在時域上能量集中且持續(xù)時間短，使得本申請的重疊頻分復(fù)用調(diào)制方法、裝置及系統(tǒng)具有優(yōu)好的性能。相比選用矩形窗包絡(luò)波形作為初始包絡(luò)波形的系統(tǒng)，本申請選用頻域上波形平滑的布萊克曼(Blackman)窗一階導(dǎo)包絡(luò)波形作為初始包絡(luò)波形，基于與實施例一相似的理由，使得本申請頻譜利用率高，信號傳輸速率也高，并且只需要較低的傳輸功率，被解調(diào)時具有較低的誤碼率。

本申請各實施例，針對現(xiàn)在有重疊頻分復(fù)用波形(即調(diào)制窗函數(shù)，也就是初始包絡(luò)波形)進行分析，成功地找到了一種適用于重疊頻分復(fù)用調(diào)制方法、裝置和系統(tǒng)的頻域波形函數(shù)，此頻域波形函數(shù)要求頻域上波形平滑，從而其轉(zhuǎn)換到時域后能量集中且持續(xù)時間短，使用此頻域波形函數(shù)作為初始包絡(luò)波形后，調(diào)制得到的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形在頻域同樣波形平滑，在時域上能量集中且持續(xù)時間短，從而使得本申請的重疊頻分復(fù)用調(diào)制方法、裝置和系統(tǒng)在重疊復(fù)用次數(shù)K一定時，其相對于矩形窗函數(shù)作為初始包絡(luò)波形的系統(tǒng)，頻譜利用率和傳輸速度提到了大幅提高，傳輸功率和誤碼率得到了大幅降低。

以上應(yīng)用了具體個例對本發(fā)明進行闡述，只是用于幫助理解本發(fā)明，并不用以限制本發(fā)明。對于本發(fā)明所屬技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員，依據(jù)本發(fā)明的思想，還可以做出若干簡單推演、變形或替換。