本發(fā)明涉及一種脈沖干擾抑制方法。特別是涉及一種基于軟符號(hào)重構(gòu)的測(cè)距儀脈沖干擾抑制方法。
背景技術(shù)：
：L頻段數(shù)字航空通信系統(tǒng)1是民航未來沿陸地航路部署的空-地蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)，該系統(tǒng)主要為陸地航路、終端區(qū)及機(jī)場(chǎng)的航空器提供空中交通管制、航空公司運(yùn)營(yíng)管理數(shù)據(jù)通信服務(wù)，該系統(tǒng)是民航未來航空移動(dòng)通信系統(tǒng)的主要技術(shù)手段之一。依據(jù)國(guó)際民航組織的規(guī)劃，L頻段數(shù)字航空通信系統(tǒng)1系統(tǒng)將以內(nèi)嵌的方式部署在L頻段測(cè)距儀的波道間，占用傳輸帶寬500KHz。由于測(cè)距儀與正交頻分復(fù)用信號(hào)頻譜存在部分交疊，且測(cè)距儀系統(tǒng)發(fā)射功率較高，因此不可避免產(chǎn)生測(cè)距儀信號(hào)干擾L頻段數(shù)字航空通信系統(tǒng)1系統(tǒng)正交頻分復(fù)用接收機(jī)的問題，開展L頻段數(shù)字航空通信系統(tǒng)正交頻分復(fù)用接收機(jī)測(cè)距儀脈沖干擾抑制的方法研究具有重要意義。目前，針對(duì)L頻段數(shù)字航空通信系統(tǒng)1測(cè)距儀干擾抑制的研究主要集中在單天線干擾消除及陣列天線干擾抑制兩個(gè)方面。在單天線干擾消除方面，文獻(xiàn)EPPLEU,HOFFMANNF,SCHELLM.ModelingdmeinterferenceimpactonL-DCAS1[C]//IEEE.IntegratedCommunications,NavigationandSurveillanceConference(ICNS).Herndon,VA:IEEE,2012:G7-1-G7-13，以及文獻(xiàn)EPPLEU,BRANDESS,GLIGOREVICS,etal.ReceiveroptimizationforL-DCAS1[C]//DASC'09.IEEE/AIAA28th.DigitalAvionicsSystemsConference,2009.Orlando,FL:IEEE,2009:4.B.1-1-4.B.1-12.利用測(cè)距儀干擾信號(hào)在時(shí)域呈現(xiàn)脈沖干擾的特點(diǎn)，提出脈沖熄滅干擾抑制法。為解決脈沖熄滅導(dǎo)致正交頻分復(fù)用信號(hào)產(chǎn)生子載波間干擾的問題，文獻(xiàn)BRANDESS,EPPLEU,SCELLM.CompensationoftheimpactofinterferencemitigationbypulseblankinginOFDMsystems[C]//IEEEGlobalTelecommunicationsConference,2009.GLOBECOM2009.Honolulu,HI:IEEE.2009:1-6.及文獻(xiàn)EPPLEU,SHUTIND,SCHELLM.Mitigationofimpulsivefrequency-selectiveinterferenceinOFDMbasedsystems[J].IEEEWirelessCommunicationsLetters,2012,1(5):484-487.以及文獻(xiàn)LIQY,ZHANGJ,M.MOSTAFA,M.SCHEKLL,IterativeinterferencemitigationandchannelestimationforL-DCAS1[C]//2014IEEE/AIAA33rdDigitalAvionicsSystemsConference(DASC2014),ColoradoSprings,2014:pp.3B2-1-3B2-11.提出硬判決迭代子載波間干擾抑制法。壓縮感知脈沖干擾消除方法是由南加州大學(xué)的學(xué)者首次提出，參考文獻(xiàn)CaireG,Al-NaffouriTY,NarayananAK,ImpulsenoisecancellationinOFDM:anapplicationofcompressedsensing[C].IEEEInternationalSymposiumonInformationTheory,Toronto,Canada:IEEE,2008,6:1293–1297，其基本思想是：利用隨機(jī)脈沖干擾時(shí)域的稀疏性，采用凸優(yōu)化的方法進(jìn)行壓縮感知脈沖干擾重構(gòu)并消除。在基于陣列天線的L頻段數(shù)字航空通信系統(tǒng)1正交頻分復(fù)用接收機(jī)測(cè)距儀脈沖干擾抑制方面，文獻(xiàn)劉海濤，劉亞洲，成瑋.聯(lián)合正交投影與盲波束形成的干擾抑制方法[J].系統(tǒng)工程與電子技術(shù).2015,網(wǎng)絡(luò)優(yōu)先出版.首次提出利用正交投影算法消除高強(qiáng)度測(cè)距儀干擾，然后采用盲波束形成方法提取正交頻分復(fù)用直射徑信號(hào)的方法；在正交投影消除脈沖干擾方法基礎(chǔ)上,文獻(xiàn)劉海濤，劉亞洲，張學(xué)軍.聯(lián)合正交投影與CLEAN的測(cè)距儀脈沖干擾抑制方法[J].信號(hào)處理.2015.6,網(wǎng)絡(luò)優(yōu)先出版.進(jìn)一步提出利用CLEAN算法估計(jì)正交頻分復(fù)用直射徑信號(hào)來向的方法，并通過常規(guī)波束形成算法提取正交頻分復(fù)用直射徑信號(hào)。正交頻分復(fù)用接收機(jī)脈沖干擾消除的方法主要包括：脈沖熄滅方法、硬判決迭代子載波間干擾抑制法、正交投影與盲波束形成法、正交投影與信號(hào)來向估計(jì)法、壓縮感知脈沖干擾消除方法，以下分別敘述這些技術(shù)的缺陷與不足。脈沖熄滅方法雖然可以直接且方便地消除脈沖干擾，但在實(shí)際應(yīng)用中，該方法存在以下兩個(gè)方面的問題：第一個(gè)問題是脈沖干擾信號(hào)門限不易確定，由于正交頻分復(fù)用信號(hào)自身峰均比較高，接收機(jī)通常不易確定脈沖熄滅門限，這將導(dǎo)致接收機(jī)性能降低。第二個(gè)問題是接收機(jī)采用脈沖熄滅之后，正交頻分復(fù)用接收機(jī)產(chǎn)生子載波間干擾,最終也將導(dǎo)致接收機(jī)性能的惡化。硬判決迭代子載波間干擾抑制法通過重構(gòu)子載波間干擾提高鏈路傳輸?shù)目煽啃?但該方法依然存在兩個(gè)方面的問題：(1)硬判決迭代子載波間干擾抑制法存在的固有錯(cuò)誤傳播現(xiàn)象；(2)迭代子載波間干擾重構(gòu)及補(bǔ)償?shù)倪\(yùn)算復(fù)雜度較高，收斂速度慢。壓縮感知的脈沖干擾抑制方法雖然能夠有效重構(gòu)高強(qiáng)度的脈沖干擾，但是該方法有存在一個(gè)問題，脈沖信號(hào)重構(gòu)之后會(huì)產(chǎn)生殘留干擾并且殘留的干擾會(huì)顯著惡化接收機(jī)的性能，影響傳輸鏈路的可靠性。聯(lián)合正交投影與盲波束形成的干擾抑制方法的基本思想：接收機(jī)首先通過將接收信號(hào)矢量投影到干擾信號(hào)正交補(bǔ)空間的方法消除高強(qiáng)度測(cè)距儀脈沖干擾，然后利用正交頻分復(fù)用信號(hào)循環(huán)前綴的對(duì)稱特性，基于期望信號(hào)與參考信號(hào)矢量?jī)?nèi)積度量最大化準(zhǔn)則得到波束形成權(quán)值，并通過波束形成方法提取正交頻分復(fù)用直射徑信號(hào)。實(shí)際應(yīng)用中該方法存在不足：當(dāng)測(cè)距儀干擾較小時(shí)，正交投影干擾抑制性能較差。聯(lián)合正交投影與CLEAN的測(cè)距儀脈沖干擾抑制方法的基本思想：接收機(jī)首先通過將接收信號(hào)矢量投影到干擾信號(hào)正交補(bǔ)空間的方法消除高強(qiáng)度測(cè)距儀脈沖干擾，然后利用正交頻分復(fù)用信號(hào)循環(huán)前綴的對(duì)稱特性，采用CLEAN算法估計(jì)信號(hào)來向，然后通過常規(guī)波束成形提取正交頻分復(fù)用直射徑信號(hào)。實(shí)際應(yīng)用中該方法存在主要不足：當(dāng)接收正交頻分復(fù)用信號(hào)功率較低且數(shù)據(jù)快拍較少時(shí)，提出方法的信號(hào)來向估計(jì)性能較差。技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題是，提供一種可有效克服測(cè)距儀脈沖干擾對(duì)L頻段數(shù)字航空通信系統(tǒng)的鏈路干擾，保證信息傳輸?shù)目煽啃缘幕谲浄?hào)重構(gòu)的測(cè)距儀脈沖干擾抑制方法本發(fā)明所采用的技術(shù)方案是：一種基于軟符號(hào)重構(gòu)的測(cè)距儀脈沖干擾抑制方法，其特征在于，包括依次串聯(lián)連接的：用于將射頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為模擬基帶信號(hào)的射頻前端、用于將模擬基帶信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字基帶信號(hào)的模數(shù)轉(zhuǎn)換器、用于移除循環(huán)的循環(huán)前綴移除器、用于抑制測(cè)距儀脈沖干的脈沖熄滅器、用于對(duì)子載波間干擾進(jìn)行補(bǔ)償?shù)淖虞d波間干擾補(bǔ)償器、用于將時(shí)域信號(hào)轉(zhuǎn)換成頻域信號(hào)的快速傅里葉變換器、用于得到信號(hào)矢量的下采樣器、用于得到各個(gè)子信道發(fā)送符號(hào)的軟比特信息的軟解調(diào)器、用于得到碼字比特軟信息的解交織器、用于獲得碼字比特后驗(yàn)軟信息及信息比特后驗(yàn)軟信息的軟譯碼器和用于得到發(fā)送比特序列估計(jì)值的硬判決器，其中，所述射頻前端的信號(hào)輸入端接收的是含有測(cè)距儀脈沖干擾的射頻信號(hào)，所述硬判決器輸出端輸出的是發(fā)送比特序列的估計(jì)值，所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出端還依次通過用于檢測(cè)是否有測(cè)距儀脈沖出現(xiàn)的測(cè)距儀干擾檢測(cè)器和用于獲得測(cè)距儀脈沖出現(xiàn)位置的脈沖位置估計(jì)器連接脈沖熄滅器，所述軟譯碼器的輸出還依次通過用于得到符號(hào)比特軟信息的交織器、用于得到調(diào)制符號(hào)的軟估計(jì)值的軟符號(hào)重構(gòu)器、用于得到待上采樣信號(hào)矢量的乘法器、用于避免測(cè)距儀脈沖信號(hào)采樣產(chǎn)生頻譜混疊的上采樣器和用于得到重構(gòu)信號(hào)矢量的快速傅里葉逆變換器連接子載波間干擾補(bǔ)償器有輸入端，所述下采樣器的輸出端還通過用于得到信道頻率響應(yīng)的信道估計(jì)器分別連接軟解調(diào)器和乘法器。本發(fā)明的一種基于軟符號(hào)重構(gòu)的測(cè)距儀脈沖干擾抑制方法，具有如下特點(diǎn)：1、與脈沖熄滅干擾抑制方法相比，本發(fā)明的方法可有效克服脈沖熄滅門限設(shè)置問題與子載波間干擾的問題，具有更好的鏈路差錯(cuò)傳輸性能。2、與硬判決迭代子載波間干擾抑制法相比，本發(fā)明的方法：(1)可克服硬判決迭代子載波間干擾抑制法存在的固有錯(cuò)誤傳播現(xiàn)象；(2)收斂速度快，僅需一次迭代就可有效消除脈沖熄滅產(chǎn)生的子載波間干擾，獲得滿意的鏈路傳輸性能；(3)便于工程實(shí)現(xiàn)，具有良好的應(yīng)用前景。3.與基于壓縮感知的脈沖干擾抑制方法相比，本發(fā)明的方法有更好的傳輸性能，且更加符合L波段數(shù)字航空通信系統(tǒng)1的標(biāo)準(zhǔn)規(guī)范，在L波段航空通信系統(tǒng)的反向鏈路中有較好的可實(shí)現(xiàn)性。因此，本發(fā)明實(shí)用性更好，應(yīng)用前景更廣。4、與聯(lián)合正交投影與盲波束形成的干擾抑制方法相比，本發(fā)明的方法不需要多天線接收，不需要提前已知或估計(jì)干擾信號(hào)個(gè)數(shù)，且本發(fā)明的方法適用不同功率的干擾信號(hào)，因此本發(fā)明的適用范圍更為廣。5、與聯(lián)合正交投影與CLEAN的測(cè)距儀脈沖干擾抑制方法相比，本發(fā)明的方法不需要借助空間譜估計(jì)理論估計(jì)干擾信號(hào)來向，且不需要常規(guī)波束形成算法提取期望信號(hào)，同時(shí)本發(fā)明不需要多天線和大量的數(shù)據(jù)快拍。因此，本發(fā)明將來更為實(shí)用，干擾抑制效果更好。附圖說明圖1是本發(fā)明一種基于軟符號(hào)重構(gòu)的測(cè)距儀脈沖干擾抑制方法的構(gòu)成框圖；圖中：1：射頻前端2：模數(shù)轉(zhuǎn)換器3：循環(huán)前綴移除器4：脈沖熄滅器5：子載波間干擾補(bǔ)償器6：快速傅里葉變換器7：下采樣器8：軟解調(diào)器9：解交織器10：軟譯碼器11：硬判決器12：脈沖位置估計(jì)器13：信道估計(jì)器14：測(cè)距儀干擾檢測(cè)器15：快速傅里葉逆變換器16：上采樣器17：乘法器18：軟符號(hào)重構(gòu)器19：交織器圖2是L波段數(shù)字航空通信系統(tǒng)1內(nèi)嵌部署示意圖；圖3是脈沖位置估計(jì)的根均方誤差～信噪比的關(guān)系曲線圖；圖4是重構(gòu)時(shí)域信號(hào)波形對(duì)比圖；圖5a是解調(diào)信號(hào)星座圖(首次解調(diào))；圖5b是解調(diào)信號(hào)星座圖(迭代一次)；圖5c是解調(diào)信號(hào)星座圖(迭代二次)；圖5d是解調(diào)信號(hào)星座圖(迭代三次)；圖6是系統(tǒng)差錯(cuò)性能曲線圖；圖7是比特差錯(cuò)性能曲線圖。具體實(shí)施方式下面結(jié)合實(shí)施例和附圖對(duì)本發(fā)明的一種基于軟符號(hào)重構(gòu)的測(cè)距儀脈沖干擾抑制方法做出詳細(xì)說明。如圖1所示，本發(fā)明的一種基于軟符號(hào)重構(gòu)的測(cè)距儀脈沖干擾抑制方法，包括依次串聯(lián)連接的：用于將射頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為模擬基帶信號(hào)的射頻前端1、用于將模擬基帶信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字基帶信號(hào)的模數(shù)轉(zhuǎn)換器2、用于移除循環(huán)的循環(huán)前綴移除器3、用于抑制測(cè)距儀脈沖干的脈沖熄滅器4、用于對(duì)子載波間干擾進(jìn)行補(bǔ)償?shù)淖虞d波間干擾補(bǔ)償器5、用于將時(shí)域信號(hào)轉(zhuǎn)換成頻域信號(hào)的快速傅里葉變換器6、用于得到信號(hào)矢量的下采樣器7、用于得到各個(gè)子信道發(fā)送符號(hào)的軟比特信息的軟解調(diào)器8、用于得到碼字比特軟信息的解交織器9、用于獲得碼字比特后驗(yàn)軟信息及信息比特后驗(yàn)軟信息的軟譯碼器10和用于得到發(fā)送比特序列估計(jì)值的硬判決器11，其中，所述射頻前端1的信號(hào)輸入端接收的是含有測(cè)距儀脈沖干擾的射頻信號(hào)，所述硬判決器11輸出端輸出的是發(fā)送比特序列的估計(jì)值，所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器2的輸出端還依次通過用于檢測(cè)是否有測(cè)距儀脈沖出現(xiàn)的測(cè)距儀干擾檢測(cè)器14和用于獲得測(cè)距儀脈沖出現(xiàn)位置的脈沖位置估計(jì)器12連接脈沖熄滅器4，所述軟譯碼器10的輸出還依次通過用于得到符號(hào)比特軟信息的交織器19、用于得到調(diào)制符號(hào)的軟估計(jì)值的軟符號(hào)重構(gòu)器18、用于得到待上采樣信號(hào)矢量的乘法器17、用于避免測(cè)距儀脈沖信號(hào)采樣產(chǎn)生頻譜混疊的上采樣器16和用于得到重構(gòu)信號(hào)矢量的快速傅里葉逆變換器15連接子載波間干擾補(bǔ)償器5有輸入端，所述下采樣器7的輸出端還通過用于得到信道頻率響應(yīng)的信道估計(jì)器13分別連接軟解調(diào)器8和乘法器17。來自天線的射頻信號(hào)經(jīng)射頻前端1轉(zhuǎn)換為模擬基帶信號(hào)，模擬基帶信號(hào)通過模數(shù)轉(zhuǎn)換器2轉(zhuǎn)換為數(shù)字基帶信號(hào)(為克服測(cè)距儀干擾，接收機(jī)采用了過采樣解調(diào)方案)，模數(shù)轉(zhuǎn)換器2輸出的數(shù)字基帶信號(hào)進(jìn)一步送入測(cè)距儀干擾檢測(cè)器14中檢測(cè)是否存在測(cè)距儀干擾。假設(shè)接收機(jī)已建立符號(hào)定時(shí)同步，則接收機(jī)移除循環(huán)前綴后，單個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)周期內(nèi)接收信號(hào)矢量表示為r＝[r0,…,rn,…,rVK-1]T：r=h⊗x+i+n---(1)]]>其中，V代表過采樣因子，K代表正交頻分復(fù)用系統(tǒng)子信道總數(shù)，h代表信道沖擊響應(yīng)矢量，x代表發(fā)射信號(hào)矢量，i代表信道輸入的測(cè)距儀干擾信號(hào)矢量，n代表信道輸入的復(fù)高斯白噪聲矢量。接收信號(hào)矢量r首先送入脈沖位置估計(jì)器12獲得測(cè)距儀脈沖出現(xiàn)的位置。若測(cè)距儀干擾檢測(cè)器檢測(cè)到存在測(cè)距儀干擾，則接收信號(hào)矢量r送入脈沖位置估計(jì)器12獲得測(cè)距儀脈沖出現(xiàn)的位置。單個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)周期內(nèi)包含測(cè)距儀脈沖噪聲的樣值序號(hào)的集合記為Ω：Ω＝{n|,如果rn包含測(cè)距儀干擾噪聲,n＝0,....,VK-1}接收信號(hào)矢量r同時(shí)送入脈沖熄滅器4消除脈沖干擾，脈沖熄滅器4輸出信號(hào)矢量表示為y＝[y0,…,yn,…,yVK-1]T：y＝D·r(2)其中，D＝diag(d0,…,dn,…,dVK-1)代表脈沖熄滅矩陣，當(dāng)接收信號(hào)矢量r的第n個(gè)樣值包含測(cè)距儀干擾時(shí)，dn取值為0，否則dn取值為1。脈沖熄滅器4輸出信號(hào)矢量y進(jìn)一步送入子載波間干擾補(bǔ)償器5對(duì)子載波間干擾進(jìn)行補(bǔ)償，子載波間干擾補(bǔ)償器5輸出信號(hào)矢量記為z＝[z0,…,zn,…,zVK-1]T，其第n個(gè)樣值z(mì)n表示為：zn=y^n,n∈Ωyn,n∉Ω---(3)]]>其中，代表接收機(jī)重構(gòu)的接收信號(hào)矢量。當(dāng)接收機(jī)首次處理接收信號(hào)矢量y時(shí)，由于信號(hào)未知，因此不進(jìn)行子載波間干擾補(bǔ)償，此時(shí)z＝y(tǒng)。子載波間干擾補(bǔ)償器5輸出信號(hào)矢量z進(jìn)一步通過VK點(diǎn)快速傅里葉變換完成正交頻分復(fù)用信號(hào)解調(diào)，快速傅里葉變換器6輸出的頻域信號(hào)矢量表示為Yov：Yov＝F·z(4)其中，F(xiàn)代表VK點(diǎn)快速傅里葉變換矩陣。F的第l行第n列元素表示為l＝0,…,KV-1；n＝0,…,KV-1?？焖俑道锶~變換器6輸出信號(hào)矢量經(jīng)下采樣得到信號(hào)矢量Y，其第k個(gè)分量Yk表示為：Yk=1VY(V-1)K2+k+1ov,k=0,...,K-1---(5)]]>假設(shè)接收機(jī)通過信道估計(jì)得到信道的頻率響應(yīng)Hk,k＝0,...,K-1，則軟解調(diào)器8根據(jù)輸入信號(hào)矢量Y＝[Y0,…,Yk,…,YK-1]T及信道的頻率響應(yīng)Hk,k＝0,...,K-1可計(jì)算得到各個(gè)子信道發(fā)送符號(hào)的軟比特信息LDem。發(fā)送符號(hào)的軟比特信息LDem通過解交織器9得到碼字比特軟信息LDei，碼字比特軟信息在軟譯碼器10中進(jìn)行軟判決譯碼，軟譯碼器10輸出兩類軟信息：碼字比特后驗(yàn)軟信息LDec及信息比特后驗(yàn)軟信息LDes。碼字比特后驗(yàn)軟信息LDec進(jìn)一步反饋到交織器19得到符號(hào)比特的軟信息LI，LI通過軟符號(hào)重構(gòu)器18得到調(diào)制符號(hào)的軟估計(jì)值第k個(gè)子信道的軟符號(hào)估計(jì)值與相應(yīng)子信道頻率響應(yīng)Hk通過乘法器17相乘得到信號(hào)矢量通過上采樣器16進(jìn)行頻域補(bǔ)零處理得到上采樣信號(hào)矢量Y^=O(V-1)K2X^ovO(V-1)K2---(6)]]>其中，Ο代表全零列矢量。上采樣信號(hào)矢量通過VK點(diǎn)快速傅里葉逆變換器15得到重構(gòu)信號(hào)矢量y^=F-1·Y^---(7)]]>其中，F(xiàn)-1代表VK點(diǎn)的離散傅里葉逆變換矩陣。當(dāng)?shù)虞d波間干擾補(bǔ)償方法收斂后，軟譯碼器10輸出的信息比特后驗(yàn)軟信息LDes送入硬判決器11進(jìn)行判決可得到發(fā)送比特序列的估計(jì)值。在本發(fā)明的一種基于軟符號(hào)重構(gòu)的測(cè)距儀脈沖干擾抑制方法中：圖2給出L波段數(shù)字航空通信系統(tǒng)1內(nèi)嵌部署示意圖。由圖觀察可得：正交頻分復(fù)用信號(hào)的能量主要集中于[-250KHz～+250KHz]，測(cè)距儀信號(hào)的能量主要位于±250KHz處,因此本發(fā)明所述的測(cè)距儀干擾檢測(cè)器14是通過比較接收信號(hào)在頻域±250KHz及直流子信道附近平均功率的方法來檢測(cè)是否存在測(cè)距儀干擾，包括：1)分別定義參量P‾0=1JΣk=J/2,k≠0J/2|R(n0+k)|2---(8)]]>P‾250=1JΣk=-J/2,k≠0J/2|R(n1+k)|2---(9)]]>P‾-250=1JΣk=-J/2,k≠0J/2|R(n2+k)|2---(10)]]>其中，n0代表直流子信道的位置索引，n1代表250KHz處子信道的位置索引，n2代表-250KHz處子信道的位置索引，V代表過采樣因子，K代表OFDM系統(tǒng)子信道總數(shù)，r(n)代表第n個(gè)接收信號(hào)樣值；；代表直流子信道附近J個(gè)子信道的平均功率，代表250KHz處子信道附近J個(gè)子信道的平均功率，代表-250KHz處子信道附近J個(gè)子信道的平均功率，J取正偶數(shù)；2)對(duì)估計(jì)度量公式進(jìn)行離散微分處理，以提取相關(guān)度量曲線的上升沿與下降沿，處理后的公式如下：M(n)＝P(n+1)-P(n)其中，M(n)代表估計(jì)度量的離散微分形式，P(n)代表第n個(gè)樣值估計(jì)度量，P(n+1)代表第n+1個(gè)樣值估計(jì)度量。所述的脈沖位置估計(jì)器12包括：1)給出估計(jì)度量公式，本發(fā)明的估計(jì)度量公式是采用文獻(xiàn)EPPLEU,HOFFMANNF,SCHELLM.ModelingdmeinterferenceimpactonL-DCAS1[C]//IEEE.IntegratedCommunications,NavigationandSurveillanceConference(ICNS).Herndon,VA:IEEE,2012:G7-1-G7-13所給出的公式，具體如下：P(n)=|Σm=0Ncorr-1r(n+m)·r*(n+m+Ndiff)|12·Σm=0Ncorr-1(|r(n+m)|2+|r*(n+m+Ndiff)|2)---(11)]]>式中：Ncorr代表單個(gè)測(cè)距儀脈沖的寬度，Ndiff代表測(cè)距儀脈沖對(duì)的間隔，r代表接收信號(hào),r*表示對(duì)接收信號(hào)r取共軛，n代表采樣序號(hào),m代表移位序號(hào)。2)在實(shí)際應(yīng)用中發(fā)現(xiàn)，依據(jù)式(11)計(jì)算得到的相關(guān)度量曲線存在較大的平臺(tái)，導(dǎo)致計(jì)算得到的測(cè)距儀脈沖位置估計(jì)精度不高，影響了脈沖熄滅器的性能。為克服以上問題，提出了一種改進(jìn)的測(cè)距儀脈沖位置估計(jì)方法。具體是對(duì)估計(jì)度量公式進(jìn)行離散微分處理，以提取相關(guān)度量曲線的上升沿與下降沿，處理后的公式如下：M(n)＝P(n+1)-P(n)(12)其中，M(n)代表估計(jì)度量的離散微分形式，P(n)代表第n個(gè)樣值估計(jì)度量，P(n+1)代表第n+1個(gè)樣值估計(jì)度量。3)對(duì)改進(jìn)度量M(n)的上升沿與下降沿出現(xiàn)位置取平均，得到測(cè)距儀脈沖出現(xiàn)位置，上升沿定義為：估計(jì)度量的離散微分形式M(n)斜率最大采樣點(diǎn)的采樣序號(hào)A；下降沿定義為：估計(jì)度量的離散微分形式M(n)斜率最小采樣點(diǎn)的采樣序號(hào)B；那么，測(cè)距儀脈沖出現(xiàn)的位置為4)根據(jù)測(cè)距儀脈沖出現(xiàn)的位置，并利用測(cè)距儀脈沖寬度恒定及測(cè)距儀脈沖對(duì)間距恒定的特點(diǎn)，計(jì)算得到包含測(cè)距儀脈沖干擾樣值序號(hào)的集合Ω。設(shè)定測(cè)距儀脈沖出現(xiàn)的起始采樣序號(hào)為L(zhǎng),測(cè)距儀脈沖對(duì)寬度為Ncorr+Ndiff，那么測(cè)距儀脈沖干擾樣值序號(hào)的集合Ω＝{L,L+1,…,L+Ncorr+Ndiff-1}。軟解調(diào)器8第k個(gè)子信道輸入信號(hào)Yk表示為：Yk＝Hk·Xk+Nk,k＝0,...,K-1(13)其中，Hk代表第k個(gè)子信道的頻率響應(yīng)，Xk代表第k個(gè)子信道傳輸?shù)恼{(diào)制符號(hào)，Nk代表第k個(gè)子信道輸入的噪聲信號(hào)，其包括信道輸入的復(fù)高斯白噪聲及脈沖熄滅導(dǎo)致的子載波間干擾噪聲。對(duì)于不同的調(diào)制方式，接收機(jī)軟解調(diào)的計(jì)算方法不相同，為方便敘述，以下以正交相移鍵控調(diào)制為例來說明本發(fā)明軟解調(diào)器8的解調(diào)方法。本發(fā)明所述的軟解調(diào)器8包括：設(shè)定正交相移鍵控調(diào)制星座記為{Ci,i＝0,...,22-1}，且調(diào)制星座點(diǎn)Ci承載的兩比特信息記為則接收機(jī)獲得觀測(cè)信號(hào)Yk后，調(diào)制符號(hào)Xk的軟比特信息計(jì)算方法為：Lk0=12σk2max[D10,D11]-12σk2max[D00,D01]Lk1=12σk2max[D01,D11]-12σk2max[D00,D10]---(14)]]>其中，與分別代表第k個(gè)子信道頻率響應(yīng)Hk的實(shí)部與虛部；與分別代表觀測(cè)信號(hào)Yk的實(shí)部與虛部；與分別代表調(diào)制星座點(diǎn)Ck的實(shí)部與虛部；代表第k個(gè)子信道噪聲功率，通過對(duì)空子信道噪聲功率進(jìn)行統(tǒng)計(jì)得到。本發(fā)明的所述的軟符號(hào)重構(gòu)器18包括：設(shè)定第k個(gè)子信道的調(diào)制符號(hào)Xk承載的比特序列記為調(diào)制符號(hào)Xk對(duì)應(yīng)的軟比特信息為其中，代表調(diào)制符號(hào)Xk承載的第j個(gè)比特軟信息，M代表每個(gè)調(diào)制符號(hào)Xk承載比特?cái)?shù)，則取值為1與0的概率分別為：P(bkj=1)=exp(Lkj)1+exp(Lkj),j=0,...,M-1---(15)]]>P(bkj=0)=11+exp(Lkj),j=0,...,M-1---(16)]]>此外，設(shè)定系統(tǒng)調(diào)制星座為{Ci,i＝0,...,2M-1}，其中Ci代表調(diào)制星座的第i個(gè)星座點(diǎn)，且設(shè)定星座點(diǎn)Ci承載的比特序列為則調(diào)制符號(hào)Xk取值為星座點(diǎn)Ci的概率為：P(Xk=Ci)=Πj=0M-1P(bkj=cij),i=0,1,...,2M-1---(17)]]>最后根據(jù)P(Xk＝Ci)計(jì)算得到調(diào)制符號(hào)Xk取值為各個(gè)星座點(diǎn)的概率，通過下式計(jì)算得到調(diào)制符號(hào)Xk的軟估計(jì)值X^k=Σi=02M-1Ci·P(Xk=Ci)---(18).]]>圖3給出了測(cè)距儀脈沖位置估計(jì)的根均方誤差與信噪比的關(guān)系曲線(加性高斯白噪聲信道，信干比＝-4dB)。圖3中橫坐標(biāo)代表信噪比(SNR)，單位為dB；縱坐標(biāo)代表根均方誤差(RMSE)，根均方誤差定義為其中，pm代表第m個(gè)測(cè)距儀脈沖對(duì)的起始位置，代表第m個(gè)測(cè)距儀脈沖對(duì)起始位置的估計(jì)值，N代表接收信號(hào)中測(cè)距儀脈沖對(duì)的總數(shù)。圖3中標(biāo)有“○”的曲線代表基于相關(guān)度量估計(jì)方法獲得的根均方誤差～信噪比曲線；標(biāo)有“□”的曲線代表改進(jìn)方法獲得的根均方誤差～信噪比曲線。曲線比較表明：本發(fā)明的一種基于軟符號(hào)重構(gòu)的測(cè)距儀脈沖干擾抑制方法的精度更高，且該方法對(duì)輸入信噪比不敏感。圖4給出重構(gòu)時(shí)域信號(hào)波形對(duì)比圖(加性高斯白噪聲信道，信干比＝-4dB、信噪比＝15dB、迭代一次)。圖4中點(diǎn)劃線代表接收正交頻分復(fù)用信號(hào)波形(為便于比較去掉脈沖噪聲與高斯白噪聲)，實(shí)線代表脈沖熄滅后信號(hào)波形，點(diǎn)線代表一次迭代干擾補(bǔ)償后的信號(hào)波形。曲線比較表明：一次迭代干擾補(bǔ)償后的正交頻分復(fù)用信號(hào)波形與接收正交頻分復(fù)用信號(hào)波形基本一致，表明本發(fā)明的一種基于軟符號(hào)重構(gòu)的測(cè)距儀脈沖干擾抑制方法可有效消除子載波間干擾。圖5a、圖5b、圖5c、圖5d分別給出了迭代干擾補(bǔ)償方法對(duì)接收信號(hào)星座的影響(加性高斯白噪聲信道，信干比＝-4dB、信噪比＝15dB)。圖5a代表脈沖熄滅后接收信號(hào)的星座，圖5b代表迭代一次補(bǔ)償后接收信號(hào)的星座，圖5c代表迭代二次補(bǔ)償后接收信號(hào)的星座，圖5d代表迭代三次補(bǔ)償后接收信號(hào)的星座。四個(gè)星座形態(tài)比較表明：(1)本發(fā)明的一種基于軟符號(hào)重構(gòu)的測(cè)距儀脈沖干擾抑制方法可有效消除子載波間的干擾；(2)本發(fā)明的一種基于軟符號(hào)重構(gòu)的測(cè)距儀脈沖干擾抑制方法收斂速度快，僅需要一次迭代補(bǔ)償就獲得滿意效果。圖6給出了本發(fā)明的一種基于軟符號(hào)重構(gòu)的測(cè)距儀脈沖干擾抑制方法的比特差錯(cuò)性能曲線(加性高斯白噪聲信道，正交相移鍵控調(diào)制、信干比＝-4dB)。標(biāo)有“○”的曲線代表不進(jìn)行干擾抑制的比特差錯(cuò)率曲線；標(biāo)有“□”的曲線代表脈沖熄滅法的比特差錯(cuò)率曲線；標(biāo)有“◇”的曲線代表硬判決迭代子載波間干擾補(bǔ)償法的比特差錯(cuò)率曲線(一次迭代)；標(biāo)有“▽”的曲線代表硬判決迭代子載波間干擾補(bǔ)償法的比特差錯(cuò)率曲線(二次迭代)；標(biāo)有“-◇-”的曲線代表論文提出方法的比特差錯(cuò)率曲線(一次迭代)；標(biāo)有“-▽-”的曲線代表論文提出方法的比特差錯(cuò)率曲線(二次迭代)；標(biāo)有“☆”的曲線代表不存在測(cè)距儀干擾時(shí)的比特差錯(cuò)率曲線。圖6曲線比較表明：(1)本發(fā)明的一種基于軟符號(hào)重構(gòu)的測(cè)距儀脈沖干擾抑制方法可克服硬判決子載波間干擾補(bǔ)償法存在的錯(cuò)誤傳播現(xiàn)象，顯著提高鏈路傳輸可靠性；(2)本發(fā)明的一種基于軟符號(hào)重構(gòu)的測(cè)距儀脈沖干擾抑制方法收斂速度快，僅需要一次迭代補(bǔ)償就可獲得滿意的效果。圖7給出了所提出方法的比特差錯(cuò)性能曲線(多徑信道，正交相移鍵控調(diào)制、信干比＝-4dB)。標(biāo)有“○”的曲線代表不進(jìn)行干擾抑制的比特差錯(cuò)率曲線；標(biāo)有“□”的曲線代表脈沖熄滅法的比特差錯(cuò)率曲線；標(biāo)有“◇”的曲線代表硬判決迭代子載波間干擾補(bǔ)償法的比特差錯(cuò)率曲線(一次迭代)；標(biāo)有“▽”的曲線代表硬判決迭代子載波間干擾補(bǔ)償法的比特差錯(cuò)率曲線(二次迭代)；標(biāo)有“-◇-”的曲線代表本發(fā)明方法的比特差錯(cuò)率曲線(一次迭代)；標(biāo)有“-▽-”的曲線代表論文提出方法的比特差錯(cuò)率曲線(二次迭代)；標(biāo)有“☆”的曲線代表不存在測(cè)距儀干擾時(shí)的比特差錯(cuò)率曲線；標(biāo)有“△”的曲線代表采用改進(jìn)脈沖估計(jì)位置方法的比特差錯(cuò)率性能曲線(二次迭代)。圖7給出的多徑信道仿真結(jié)果與加性高斯白噪聲信道仿真結(jié)果完全一致，此外相對(duì)于理想脈沖位置估計(jì)，基于本發(fā)明的一種基于軟符號(hào)重構(gòu)的測(cè)距儀脈沖干擾抑制方法的性能損失僅1分貝。當(dāng)前第1頁(yè)1 2 3