本發(fā)明屬于通信技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種非合作通信中MQAM的定時載波聯(lián)合同步方法。

背景技術(shù)：

定時和頻偏同步是數(shù)字通信系統(tǒng)中不可缺少的組成部分，也是數(shù)字通信系統(tǒng)解調(diào)的關(guān)鍵技術(shù)之一。在非合作通信系統(tǒng)中，由于載波頻率和符號率均未知，則估計值與實(shí)際值之間存在較大偏差，這就需要具有較大頻偏估計范圍與符號率調(diào)整范圍的同步方法進(jìn)行消除這些偏差，并選取最佳采樣點(diǎn)以減小誤碼率。因此，含有大符號率偏差的信號同步問題是解決非合作通信系統(tǒng)中信號解調(diào)的關(guān)鍵問題之一。一般來說，頻偏與相位抖動會對符號定時同步有一定影響，符號率偏差的存在也會對頻偏估計影響較大，并且頻偏和定時分別進(jìn)行同步會產(chǎn)生收斂時間變長、計算復(fù)雜度高等缺點(diǎn)，加上多徑信道下符號間干擾和頻率選擇性衰落將嚴(yán)重影響信號的同步性能。因此，研究非合作通信系統(tǒng)中多徑信道條件下含有大符號率偏差的定時頻偏聯(lián)合同步方法具有一定的意義和價值。由于非合作通信系統(tǒng)中接收端沒有任何先驗(yàn)信息，則需要采用非輔助數(shù)據(jù)的同步技術(shù)。非輔助數(shù)據(jù)的定時頻偏的聯(lián)合同步方法可大致分為三種方法：一些學(xué)者提出基于信號的循環(huán)平穩(wěn)特性的聯(lián)合同步方法，但這些方法僅僅對小頻偏有效，且還需知道成型濾波器的沖擊響應(yīng)，況且估計性能較差；(Michele Morelli，Umberto Mengali.Joint frequency and timing recovery for MSK-type modulation[J].IEEE Transactions on Communications，1999，47(6):938-946.Mounir Ghogho，Ananthram Swami，Tariq Durrani.Blind Synchronization and Doppler Spread Estimation for MSK Signals in Time-Selective Fading Channels[C].IEEE International Conference on Acoustics,Speech,and Signal Processing，2000:2665-2668.吳濤，戴旭初.頻率偏移和符號定時誤差的盲估計方法[J].數(shù)據(jù)采集與處理，2005，20(3):291-296.項(xiàng)立，鐘紹波.單載波無線系統(tǒng)載頻與定時偏移估計算法[J].計算機(jī)應(yīng)用與軟件，2010，27(5):98-101.)許小東提出基于邊帶定時恢復(fù)的聯(lián)合同步方法，但是該方法需要等效沖擊響應(yīng)為實(shí)數(shù)，且未考慮信號的特性對方法的影響；(許小東.非協(xié)作數(shù)字通信系統(tǒng)盲解調(diào)關(guān)鍵技術(shù)研究[D].中國科學(xué)技術(shù)大學(xué)，2007.)Chen Limin等人提出基于非線性變換的聯(lián)合同步方法，但是該方法存在頻偏估計范圍有限、未考慮多徑信道影響的缺陷。(Chen Limin，Liang Yin，Wan Guojin.Symbol Timing and Carrier Frequency United Estimation for MPSK Signals[C].ICCASM，2010:610-613.)此外，以上這些方法均未考慮符號率估計誤差會對同步造成性能低的影響，因此不能適合用于實(shí)際的非合作通信系統(tǒng)。

綜上所述，現(xiàn)有的非輔助數(shù)據(jù)的定時頻偏的聯(lián)合同步方法存在未考慮符號率估計誤差對同步性能，僅僅對小頻偏有效，估計性能較差的問題；

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于提供一種非合作通信中MQAM的定時載波聯(lián)合同步方法，旨在解決現(xiàn)有的非輔助數(shù)據(jù)的定時頻偏的聯(lián)合同步方法存在未考慮符號率估計誤差對同步性能，僅僅對小頻偏有效，估計性能較差，對同步造成性能低的問題。

本發(fā)明是這樣實(shí)現(xiàn)的，一種非合作通信中MQAM的定時載波聯(lián)合同步方法，所述非合作通信中MQAM的定時載波聯(lián)合同步方法包括以下步驟：

首先初始化頻偏估計值和定時誤差，并利用Gardner算法中頻偏與算法輸出值之間的關(guān)系，進(jìn)行定時偏移估計與載波偏移粗估計；

然后利用與其相差半個碼元的定時誤差檢測輸出值的絕對值差進(jìn)行鎖定；

最后再利用自適應(yīng)門限極性判決鎖相環(huán)進(jìn)行細(xì)微的頻偏和相偏的跟蹤。

進(jìn)一步包括：

初始化頻偏估計值和定時誤差，令頻偏估計值Δf(0)＝0，定時誤差τ₀(0)＝0；輸入信號經(jīng)過頻偏補(bǔ)償、匹配濾波器和插值后，基于過頻率零點(diǎn)轉(zhuǎn)換特性，將求最大值問題轉(zhuǎn)為求零點(diǎn)問題，迭代估計頻偏Δf和定時偏差τ₀；輸入信號經(jīng)過頻偏補(bǔ)償、匹配濾波器和插值后，定時誤差檢測的表達(dá)式為：

其中，y_I(·)和y_Q(·)分別表示信號y(t)在I支路和Q支路上的采樣值，r表示符號數(shù)。當(dāng)信號存在頻偏，即y(t)＝x(t)·e^j2πΔft時：

u_t(r)_offset＝u_t(r)_idemtocos(πΔf·T)+u'_t(r)_idemtosin(πΔf·T)；

其中u_t(r)_idemto表示對x(t)直接進(jìn)行采樣得到的Gardner算法表達(dá)式，u_t(r)_offset表示對y(t)進(jìn)行采樣得到的Gardner算法表達(dá)式，u'_t(r)_idemto表達(dá)式為：

對Gardner算法表達(dá)式取期望，即U_t(r)＝E[u_t(r)]，則：

U_t(r)_offset＝U_t(r)_idemtocos(πΔf·T)

其中，U_t(r)_offset表示加入頻偏后的誤差均值，U_t(r)_idemto表示無頻偏情況下的誤差均值。本發(fā)明基于過頻率零點(diǎn)轉(zhuǎn)換特性，將求最大值問題轉(zhuǎn)為求零點(diǎn)問題，并且可與定時同步一起進(jìn)行。若將Δf也作為變量，則可將U_t(r)_idemto表示為U_t(r,0)，將U_t(r)_offset表示為U_t(r,Δf)。當(dāng)Δf＝0時，當(dāng)Δf＞0時，當(dāng)Δf＜0時，由此可以迭代調(diào)整頻偏大小，其估計范圍可達(dá)超過了一個符號率，即涵蓋了抽取信號的最大頻偏，并且由于頻偏估計與定時同時進(jìn)行，可消除符號率偏移對頻偏估計的影響。

進(jìn)一步，鎖定diff(r+1/4)計算式為：

diff(r+1/4)＝E[|u_t(r+1/4)|-|w_t(r+1/4)|]＝E[|u_t(r+1/4)|-|u_t(r+3/4)|]

其中y_I(·)和y_Q(·)分別表示信號y(t)在I支路和Q支路上的采樣值，r表示符號數(shù)，

diff(r)＝E[|u_t(r)-|w_t(r)|]。當(dāng)Δτ＝0時，diff(r+1/4)＝0；當(dāng)Δτ＞0時，diff(r+1/4)＜0；當(dāng)Δτ＜0時，diff(r+1/4)＞0，這樣可以迭代計算出τ₀值。

進(jìn)一步，自適應(yīng)門限極性判決鎖相環(huán)中鑒相器的輸出e(n)＝sinθ(n)，θ(n)為n時刻接收信號與其所在象限對角線之間的夾角，該夾角的變化范圍為

鑒相器的輸出e(n)為：

其中，θ(n)為n時刻接收信號與其所在象限對角線之間的夾角，該夾角的變化范圍為Im(·)表示取虛運(yùn)算，sgn(·)表示符號函數(shù)。由于信號的星座圖未知，所以選取門限時無法取固定值點(diǎn)。本發(fā)明從平均能量的2/3處作為初始門限，以最大能量的4/5處作為最終門限，以一定比例逐漸增長作為門限值，超過門限的上式進(jìn)行鑒相，不超過的鑒相器輸出則為零。

本發(fā)明的另一目的在于提供一種利用所述非合作通信中MQAM的定時載波聯(lián)合同步方法的數(shù)字通信方法。

本發(fā)明的另一目的在于提供一種利用所述非合作通信中MQAM的定時載波聯(lián)合同步方法的非合作通信方法。

本發(fā)明提供的非合作通信中MQAM的定時載波聯(lián)合同步方法，符號數(shù)為3.2×10⁴時，16QAM、32QAM、64QAM、128QAM和256QAM信號在本發(fā)明方法下均收斂。隨著信噪比的增加，定時偏移的估計性能和載波頻率偏移的估計性能越來越好，特別地，在低信噪比條件下，本發(fā)明仍具有良好的估計性能。利用該發(fā)明技術(shù)可以在非合作通信系統(tǒng)中，解調(diào)MQAM提供同步的基礎(chǔ)。仿真結(jié)果如圖5和圖6所示，隨著信噪比的增加，定時偏移的估計性能和載波頻率偏移的估計性能越來越好。本發(fā)明的性能在整個信噪比的范圍內(nèi)優(yōu)于許小東方法的性能，特別地，在低信噪比條件下，本發(fā)明更具有優(yōu)勢。

附圖說明

圖1是本發(fā)明實(shí)施例提供的非合作通信中MQAM的定時載波聯(lián)合同步方法流程圖。

圖2是本發(fā)明實(shí)施例提供的非合作通信系統(tǒng)中MQAM的定時載波聯(lián)合同步系統(tǒng)模型示意圖。

圖3是本發(fā)明實(shí)施例提供的多徑信道下MQAM聯(lián)合同步示意圖。

圖4是本發(fā)明實(shí)施例提供的自適應(yīng)門限極性判決鎖相環(huán)路圖示意圖。

圖5是本發(fā)明實(shí)施例提供的不同定時同步方法的性能對比示意圖。

圖6是本發(fā)明實(shí)施例提供的不同載波同步方法的性能對比示意圖。

具體實(shí)施方式

為了使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案及優(yōu)點(diǎn)更加清楚明白，以下結(jié)合實(shí)施例，對本發(fā)明進(jìn)行進(jìn)一步詳細(xì)說明。應(yīng)當(dāng)理解，此處所描述的具體實(shí)施例僅僅用以解釋本發(fā)明，并不用于限定本發(fā)明。

下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的應(yīng)用原理作詳細(xì)的描述。

如圖1所示，本發(fā)明實(shí)施例提供的非合作通信中MQAM的定時載波聯(lián)合同步方法包括以下步驟：

S101：初始化頻偏估計值和定時誤差，并利用Gardner算法中頻偏與算法輸出值之間的關(guān)系，進(jìn)行定時偏移估計與載波偏移粗估計；

S102：利用與其相差半個碼元的定時誤差檢測輸出值的絕對值差進(jìn)行鎖定；

S103：再利用自適應(yīng)門限極性判決鎖相環(huán)進(jìn)行細(xì)微的頻偏和相偏的跟蹤。

下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的應(yīng)用原理作進(jìn)一步的描述。

本發(fā)明實(shí)施例提供的非合作通信中MQAM的定時載波聯(lián)合同步方法為在非合作通信系統(tǒng)中，多徑衰落信道下MQAM的定時載波聯(lián)合同步方法，所述方法包括以下步驟：

S1初始化頻偏估計值和定時誤差，令頻偏估計值Δf(0)＝0，定時誤差τ₀(0)＝0；

S2輸入信號經(jīng)過頻偏補(bǔ)償、匹配濾波器和插值后，基于過頻率零點(diǎn)轉(zhuǎn)換特性，將求最大值問題轉(zhuǎn)為求零點(diǎn)問題，迭代估計頻偏Δf和定時偏差τ₀；

需要說明的是，步驟S2中基于過頻率零點(diǎn)轉(zhuǎn)換特性，將求最大值問題轉(zhuǎn)為求零點(diǎn)問題，迭代估計頻偏Δf和定時偏差τ₀的原理：

如圖2所示，輸入信號經(jīng)過頻偏補(bǔ)償、匹配濾波器和插值后，定時誤差檢測的表達(dá)式為：

其中，y_I(·)和y_Q(·)分別表示信號y(t)在I支路和Q支路上的采樣值，r表示符號數(shù)。當(dāng)信號存在頻偏，即y(t)＝x(t)·e^j2πΔft時：

u_t(r)_offset＝u_t(r)_idemtocos(πΔf·T)+u'_t(r)_idemtosin(πΔf·T)；

其中u_t(r)_idemto表示對x(t)直接進(jìn)行采樣得到的Gardner算法表達(dá)式，u_t(r)_offset表示對y(t)進(jìn)行采樣得到的Gardner算法表達(dá)式，u'_t(r)_idemto表達(dá)式為：

對Gardner算法表達(dá)式取期望，即U_t(r)＝E[u_t(r)]，則：

U_t(r)_offset＝U_t(r)_idemtocos(πΔf·T)

其中，U_t(r)_offset表示加入頻偏后的誤差均值，U_t(r)_idemto表示無頻偏情況下的誤差均值。若將Δf也作為變量，則可將U_t(r)_idemto表示為U_t(r,0)，將U_t(r)_offset表示為U_t(r,Δf)。本發(fā)明基于過頻率零點(diǎn)轉(zhuǎn)換特性，將求最大值問題轉(zhuǎn)為求零點(diǎn)問題，以便于準(zhǔn)確定位頻偏值，并且可與定時同步一起進(jìn)行，由于利用相同的算法，則可設(shè)計為同一模塊。也就是說，當(dāng)Δf＝0時，當(dāng)Δf＞0時，當(dāng)Δf＜0時，由此可以迭代調(diào)整頻偏大小，其估計范圍可達(dá)超過了一個符號率，即涵蓋了抽取信號的最大頻偏，并且由于頻偏估計與定時同時進(jìn)行，可消除符號率偏移對頻偏估計的影響，將頻偏控制在小范圍內(nèi)，不使其嚴(yán)重影響Gardner算法的性能。

S3利用diff(r+1/4)＝E[|u_t(r+1/4)|-|u_t(r+3/4)|]計算diff(r+1/4)的值并用于鎖定檢測，其中y_I(·)和y_Q(·)分別表示信號y(t)在I支路和Q支路上的采樣值，r表示符號數(shù)，diff(r)＝E[|u_t(r)|-|w_t(r)|]；

需要說明的是，步驟S3中的利用diff(r+1/4)＝E[|u_t(r+1/4)|-|u_t(r+3/4)|]計算diff(r+1/4)的值并用于鎖定檢測的原理：

在圖3中TED的輸出：

由其連續(xù)性和對稱性可知，diff(r+1/4)應(yīng)該為零，即當(dāng)Δτ＝0時，diff(r+1/4)＝0；當(dāng)Δτ＞0時，diff(r+1/4)＜0；當(dāng)Δτ＜0時，diff(r+1/4)＞0，這樣就可以迭代計算τ₀值，并且此方法可適用于多徑信道條件下；鎖定檢測部分diff(r+1/4)計算式為：

diff(r+1/4)＝E[|u_t(r+1/4)|-|w_t(r+1/4)|]＝E[|u_t(r+1/4)|-|u_t(r+3/4)|]。

S4輸出值經(jīng)自適應(yīng)門限極性判決鎖相環(huán)路進(jìn)行頻偏和相位的跟蹤，其中鑒相器的輸出e(n)＝sinθ(n)，θ(n)為n時刻接收信號與其所在象限對角線之間的夾角，該夾角的變化范圍為

需要說明的是，步驟S4中的輸出值經(jīng)自適應(yīng)門限極性判決鎖相環(huán)路進(jìn)行頻偏和相位的跟蹤原理為：

本發(fā)明采用了如圖4所示的自適應(yīng)門限的極性判決鎖相環(huán)路，鑒相器的輸出e(n)為：

其中，θ(n)為n時刻接收信號與其所在象限對角線之間的夾角，該夾角的變化范圍為Im(·)表示取虛運(yùn)算，sgn(·)表示符號函數(shù)。由于信號的星座圖未知，所以選取門限時無法取固定值點(diǎn)。本發(fā)明從平均能量的2/3處作為初始門限，以最大能量的4/5處作為最終門限，以一定比例逐漸增長作為門限值，超過門限的上式進(jìn)行鑒相，不超過的鑒相器輸出則為零。

下面結(jié)合仿真實(shí)驗(yàn)對本發(fā)明的應(yīng)用效果作詳細(xì)的描述。

為了評估本發(fā)明方法的性能，下面的仿真實(shí)驗(yàn)所采用的信號為16QAM、32QAM、64QAM、128QAM和256QAM信號，符號率為50Mbps，頻偏值為15MHz，采用具有六徑的步行環(huán)境測試信道ITU-A類信道，延時為{0，310，710，1090，1730，2510}ns，功率衰減為{0.0，-1.0，-9.0，-10.0，-15.0，-20.0}dB的多徑信道。仿真實(shí)驗(yàn)中在每個信噪比下進(jìn)行1000次蒙特卡羅試驗(yàn)，采用均方誤差Q_MSE評估本發(fā)明方法的估計性能，其定義為：

其中，P為估計次數(shù)，ε為真實(shí)值，為估計值。

仿真結(jié)果如圖5和圖6所示，隨著信噪比的增加，定時偏移的估計性能和載波頻率偏移的估計性能越來越好。本發(fā)明的性能在整個信噪比的范圍內(nèi)優(yōu)于許小東方法的性能，特別地，在低信噪比條件下，本發(fā)明更具有優(yōu)勢。

以上所述僅為本發(fā)明的較佳實(shí)施例而已，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)所作的任何修改、等同替換和改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。