本發(fā)明涉及數(shù)字無線通信系統(tǒng)的接收器，更詳細(xì)地說涉及單變換方式的接收器以及通信系統(tǒng)。

背景技術(shù)：

圖3是示出現(xiàn)有的單變換方式的接收器的結(jié)構(gòu)的框圖。

現(xiàn)有的單變換方式的接收器具備：輸入所接收的rf信號(hào)的輸入端子31、帶通濾波器32、rf放大器33、混頻器34、if放大器35、混頻器36和37、選頻控制電路38、振蕩器39、n分頻電路40、4分頻電路41以及低通濾波器42和43。

所接收的rf信號(hào)經(jīng)由帶通濾波器32輸入至rf放大器33，僅放大期望頻帶的rf信號(hào)。利用選頻控制電路38來控制帶通濾波器32的中心頻率。振蕩器39輸出局部信號(hào)。局部信號(hào)的頻率由選頻控制電路38根據(jù)rf信號(hào)的頻率進(jìn)行控制?；祛l器34使rf放大器33所輸出的rf信號(hào)與振蕩器39所輸出的局部信號(hào)相乘?；祛l器34的輸出經(jīng)由if放大器35進(jìn)行放大，并輸入至混頻器36和37。

振蕩器39所輸出的局部信號(hào)成為rf信號(hào)的頻率的4n/(4n±1)倍(n是整數(shù))。混頻器34的輸出信號(hào)的頻率成為rf信號(hào)的頻率的1/(4n±1)倍。振蕩器39所輸出的局部信號(hào)輸入至n分頻電路40和4分頻電路41，成為rf信號(hào)的頻率的1/(4n±1)倍，并輸入至混頻器36和37。因此，利用混頻器36和37進(jìn)行正交檢波，并將各個(gè)輸出信號(hào)輸出至低通濾波器42和43。然后，低通濾波器42和43去除由于相乘而產(chǎn)生的不需要的高次諧波成分或接收頻帶外的噪聲成分，并作為基帶信號(hào)從各個(gè)輸出端子輸出(例如，參照專利文獻(xiàn)1)。

專利文獻(xiàn)1：日本特開2001-168934號(hào)公報(bào)

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

但是，現(xiàn)有的單變換方式的接收器具有以下這樣的課題。

在從混頻器34輸出的已變換為中頻的rf信號(hào)中，經(jīng)由3階互調(diào)而產(chǎn)生的失真成分的頻率成為與中頻相同的頻率。因此，在基帶中設(shè)置的窄頻帶的低通濾波器42和43無法去除該失真成分，所以由于該失真成分的影響導(dǎo)致比特錯(cuò)誤率增加，接收特性劣化。

另外，作為振蕩器39使用的pll頻率合成器需要相位比較頻率(基準(zhǔn)頻率)與接收信道間隔相等。在利用了接收信道間隔例如為10khz至幾百khz的頻率信道的無線通信的情況下，因?yàn)閜ll頻率合成器的倍增數(shù)變大，所以局部信號(hào)的相位噪聲變大。因此，還具有在該噪聲的影響下比特錯(cuò)誤率增加、接收靈敏度特性降低這樣的課題。

本發(fā)明是為了解決以上這樣的課題而研究出的，提供一種接收靈敏度良好的單變換方式的接收器。

為了解決上述課題，本發(fā)明的單變換方式的接收器成為以下的結(jié)構(gòu)。

具備：第一帶通濾波器，其僅使rf信號(hào)的期望的頻帶通過；第一混頻器，其將通過第一帶通濾波器后的rf信號(hào)變換為第一中頻信號(hào)；第二帶通濾波器，其僅使第一中頻信號(hào)的期望的頻率信道的頻帶通過；正交解調(diào)器，其將第一中頻信號(hào)變換為由i相和q相構(gòu)成的基帶信號(hào)；振蕩器，其生成第二帶通濾波器的中心頻率的2＾m倍(m是整數(shù))的第一局部信號(hào)；分?jǐn)?shù)n-pll頻率合成器，其生成第一局部信號(hào)的非整數(shù)倍的頻率的第二局部信號(hào)，并將第二局部信號(hào)提供給第一混頻器；以及第一分頻器，其對(duì)第一局部信號(hào)進(jìn)行(2＾m)分頻，生成第三局部信號(hào)和相位與第三局部信號(hào)相差90度的第四局部信號(hào)并提供給正交解調(diào)器。

根據(jù)本發(fā)明的單變換方式的接收器，能夠防止由于在混頻器中產(chǎn)生的互調(diào)失真的影響而造成的接收靈敏度特性的劣化。

而且，通過采用分?jǐn)?shù)n-pll頻率合成器，來改善相位噪聲，由此接收靈敏度特性提高。此外，還緩和了帶通濾波器的衰減特性，利用階數(shù)低的濾波器即可，所以電路規(guī)模變小，還削減了功耗。

而且，可通過將調(diào)制信號(hào)的符號(hào)率sr設(shè)為中心頻率f＿if的(2＾m)/(n·p)倍(p為2以上的整數(shù))，來減少解調(diào)時(shí)的運(yùn)算量，所以能夠獲得進(jìn)行該處理的數(shù)字電路的規(guī)模與功耗的削減效果。

附圖說明

圖1是示出本實(shí)施方式的單變換方式的接收器的結(jié)構(gòu)的框圖。

圖2是示出本實(shí)施方式的單變換方式的接收器的結(jié)構(gòu)的框圖。

圖3是是示出現(xiàn)有的單變換方式的接收器的結(jié)構(gòu)的框圖。

標(biāo)號(hào)說明

1：天線；2、5：帶通濾波器；3、6：放大器；4、11、12：混頻器；7：控制電路；8：振蕩器；9：分?jǐn)?shù)n-pll頻率合成器；10：正交解調(diào)器；14、15：低通濾波器；17、18：ad變換器；19：數(shù)字邏輯電路部；20：自動(dòng)增益控制電路；21：解碼器。

具體實(shí)施方式

本發(fā)明的單變換方式的接收器假設(shè)被應(yīng)用于數(shù)字無線通信系統(tǒng)的接收部，該數(shù)字無線通信系統(tǒng)利用占用頻帶及其間隔為幾十khz至幾百khz的頻率信道，并使用通信速率為幾十kbps至幾百kbps的fsk調(diào)制或psk調(diào)制。具體地說，適合無線傳感器網(wǎng)絡(luò)等傳送的信息量小的無線系統(tǒng)。

以下，參照附圖來說明本實(shí)施方式的單變換方式的接收器。在各附圖中對(duì)相同的要素賦予同一標(biāo)號(hào)，省略重復(fù)的說明。

圖1是示出本實(shí)施方式的單變換方式的接收器的結(jié)構(gòu)的框圖。

本實(shí)施方式的單變換方式的接收器具備：作為第一帶通濾波器的帶通濾波器2、作為低噪聲放大器的放大器3、混頻器4、作為第二帶通濾波器的帶通濾波器5、作為中頻放大器的放大器6、控制電路7、振蕩器8、分?jǐn)?shù)n-pll頻率合成器9、具備作為i相頻率混頻器的混頻器11和作為q相頻率混頻器的混頻器12的正交解調(diào)器10、作為2＾m分頻器的分頻器13、以及作為基帶接收濾波器的低通濾波器14和15。

帶通濾波器2的輸入端子連接天線1，輸出端子與放大器3的輸入端子進(jìn)行連接?；祛l器4的輸入端子連接放大器3的輸出端子和分?jǐn)?shù)n-pll頻率合成器9的輸出端子。帶通濾波器5的輸入端子連接混頻器4的輸出端子，輸出端子與放大器6的輸入端子連接。正交解調(diào)器10的輸入端子與放大器6的輸出端子和分頻器13的輸出端子連接，兩個(gè)輸出端子分別與低通濾波器14和15連接。分?jǐn)?shù)n-pll頻率合成器9連接控制電路7和振蕩器8。分頻器13連接振蕩器8。

接著，參照?qǐng)D1，說明本實(shí)施方式的單變換方式的接收器的動(dòng)作。

對(duì)本實(shí)施方式的單變換方式的接收器的將由天線1接收到的rf信號(hào)變換為基帶信號(hào)的信號(hào)路徑的動(dòng)作進(jìn)行說明。

由天線1接收到的rf信號(hào)(f＿rf1)被帶通濾波器2僅選擇期望的接收頻帶而成為rf信號(hào)(f＿rf2)。通過帶通濾波器2后的rf信號(hào)(r＿rf2)經(jīng)由放大器3進(jìn)行放大，并通過混頻器4變換為中頻信號(hào)(f＿if1)。

在混頻器4的后級(jí)設(shè)置有僅使接收信道的占用頻帶通過的窄頻帶的帶通濾波器5，以避免由于混調(diào)制導(dǎo)致的接收靈敏度降低。設(shè)置有該帶通濾波器5的情況可以說是本發(fā)明的接收器中的第一特征。帶通濾波器5僅使接收信道的信號(hào)通過，完全去除可能成為與中頻信號(hào)(f＿if)隔開失諧頻率δ與2δ的關(guān)系的相鄰信道的頻率成分，因此能夠抑制基于其后級(jí)的放大器6以及正交解調(diào)器10的非線性的混調(diào)制，提高接收靈敏度特性。

帶通濾波器5只要是中心頻率處于幾十mhz的區(qū)域、通帶寬度為幾十khz至幾百khz的衰減特性良好的濾波器既可，并不被濾波器的型號(hào)或特定的頻率所限定。

通過帶通濾波器5的中頻信號(hào)(f＿if2)經(jīng)由放大器6進(jìn)行放大，成為中頻信號(hào)(f＿if3)，并由正交解調(diào)器10變換為基帶信號(hào)(bi1)以及基帶信號(hào)(bq1)?；鶐盘?hào)(bi1)以及基帶信號(hào)(bq1)分別通過低通濾波器14以及15而被變換為基帶信號(hào)(bi2)和基帶信號(hào)(bq2)。

此時(shí)，基帶信號(hào)(bi1)和基帶信號(hào)(bq1)雖然包含中頻信號(hào)(f＿if3)的頻率與局部信號(hào)(f＿lo2i)或局部信號(hào)(f＿lo2q)的頻率之和的成分、即中頻信號(hào)的2倍成分，但在之前通過帶通濾波器5的階段完全去除了成為妨礙的相鄰信道的成分。因此，低通濾波器14以及15僅使中頻的2倍成分衰減既可，所以能夠采用低階的低通濾波器。

在未設(shè)置帶通濾波器5的現(xiàn)有的單變換方式的接收器中，正交解調(diào)器的后級(jí)的低通濾波器起到去除相鄰信道的作用。因此，低通濾波器需要是截止頻率與基帶信號(hào)的占用頻寬相同、且衰減特性優(yōu)異以去除相鄰信道的影響的高階的低通濾波器，從而導(dǎo)致電路規(guī)模較大。

因此，本實(shí)施方式的單變換方式的接收器通過在中頻的階段采用窄頻帶的帶通濾波器，而使得基帶的低通濾波器具有與現(xiàn)有方式相比能夠大幅削減面積的優(yōu)點(diǎn)。

接著，說明本實(shí)施方式的單變換方式的接收器的局部信號(hào)生成部的動(dòng)作，該局部信號(hào)生成部生成在將rf信號(hào)變換為中頻信號(hào)時(shí)采用的局部信號(hào)。

振蕩器8輸出帶通濾波器5的中頻信號(hào)(f＿if)的頻率的2＾m倍(m是1以上的整數(shù))的頻率的振蕩信號(hào)(f＿xtl)。將振蕩信號(hào)(f＿xtl)輸入至分?jǐn)?shù)n-pll頻率合成器9和分頻器13?？刂齐娐?對(duì)分?jǐn)?shù)n-pll頻率合成器9輸出用于設(shè)定頻率的控制信號(hào)(分頻數(shù)數(shù)據(jù))。

分?jǐn)?shù)n-pll頻率合成器9根據(jù)所輸入的振蕩信號(hào)(f＿xtl)和分頻數(shù)數(shù)據(jù)而輸出局部信號(hào)(f＿lo1)?；祛l器4將通過局部信號(hào)(f＿lo1)放大后的rf信號(hào)(f＿rf2)變換為中頻信號(hào)(f＿if1)。

分頻器13對(duì)所輸入的振蕩信號(hào)(f＿xtl)進(jìn)行2＾m分頻(m是1以上的整數(shù))，輸出局部信號(hào)(f＿lo2i)和90度相位差的局部信號(hào)(f＿lo2q)。正交解調(diào)器10將中頻信號(hào)(f＿if3)、局部信號(hào)(f＿lo2i)以及局部信號(hào)(f＿lo2q)分別通過混頻器11以及12變換為基帶信號(hào)(bi1)以及基帶信號(hào)(bq1)并輸出。

本實(shí)施方式的局部信號(hào)生成部將振蕩器8的振蕩信號(hào)(f＿xtl)的振蕩頻率設(shè)定為中頻信號(hào)(f＿if)的2＾m倍(m是1以上的整數(shù))的頻率。因此，提供到正交解調(diào)器10的局部信號(hào)(f＿lo2i)和90度相位差的局部信號(hào)(f＿lo2q)僅通過對(duì)振蕩器8的振蕩信號(hào)(f＿xtl)進(jìn)行2＾m分頻(m是1以上的整數(shù))就能夠生成。因此，與現(xiàn)有技術(shù)相比，局部信號(hào)生成部的電路規(guī)模變小。

但是，為了使兩個(gè)局部信號(hào)(f＿lo2i和f＿lo2q)的相位差準(zhǔn)確地成為90度，而期望m的值是2以上、即分頻器13的分頻數(shù)是4分頻以上。在m的值是1即分頻器13的分頻數(shù)是2分頻的情況下，通過設(shè)計(jì)為振蕩器8的振蕩信號(hào)(f＿xtl)的占空比接近于50％，且分頻器13采用在上升沿與下降沿進(jìn)行動(dòng)作的兩個(gè)2分頻器，能夠形成90度相位差。

另外，本實(shí)施方式的局部信號(hào)生成部具備分?jǐn)?shù)n-pll頻率合成器9，作為局部信號(hào)的生成電路。分?jǐn)?shù)n-pll頻率合成器9可生成從作為基準(zhǔn)的頻率起以任意的比率(包含小數(shù)點(diǎn)以下的數(shù)值)倍增而得的頻率。因此，不對(duì)所輸入的振蕩信號(hào)(f＿xtl)進(jìn)行分頻，而將其作為基準(zhǔn)信號(hào)進(jìn)行利用，能夠生成其非整數(shù)倍的信號(hào)，可減小從基準(zhǔn)信號(hào)起的倍增數(shù)。即，因?yàn)樗傻木植啃盘?hào)(f＿lo1)的相位噪聲變小，所以單變換方式的接收器能夠改善接收性能。

另外，在頻率信道間隔是200khz的無線方式中振蕩器8的振蕩頻率是42.8mhz的情況下，此時(shí)的相位噪聲的改善量a根據(jù)公式1而成為46.6db。

a＝20log10(42.8e6/200e3)···(1)

圖2是示出本實(shí)施方式的單變換方式的接收器的結(jié)構(gòu)的框圖。圖2的框圖還示出了到用于提取數(shù)字調(diào)制信號(hào)的ad變換器和解碼器為止的數(shù)字調(diào)制部的結(jié)構(gòu)。

數(shù)字調(diào)制部具備作為n分頻器的分頻器16、ad變換器17以及18和數(shù)字邏輯電路部19。數(shù)字邏輯電路部19具備解碼器21和自動(dòng)增益控制電路20。

分頻器16對(duì)ad變換器17以及18和數(shù)字邏輯電路部19供給工作時(shí)鐘(dclk)。利用分頻器16對(duì)振蕩器8的振蕩信號(hào)(f＿xtl)進(jìn)行n分頻(n是正整數(shù))，來生成工作時(shí)鐘(dclk)。

ad變換器17以及18將基帶信號(hào)(bi2)以及基帶信號(hào)(bq2)變換為數(shù)字基帶信號(hào)(bi3)以及數(shù)字基帶信號(hào)(bq3)。解碼器21對(duì)數(shù)字基帶信號(hào)(bi3)和數(shù)字基帶信號(hào)(bq3)進(jìn)行運(yùn)算處理，來提取數(shù)字調(diào)制信號(hào)。

自動(dòng)增益控制電路20(agc)檢測(cè)接收強(qiáng)度，根據(jù)數(shù)字基帶信號(hào)(bi3)以及數(shù)字基帶信號(hào)(bq3)來生成作為自動(dòng)增益控制信號(hào)的信號(hào)ag。將信號(hào)ag輸入至放大器3和放大器6，并以使放大器3與放大器6不飽和的方式控制增益。

本實(shí)施方式的單變換方式的接收器僅利用分頻器16對(duì)振蕩器8的振蕩信號(hào)(f＿xtl)進(jìn)行n分頻，就能夠獲得ad變換器17以及18和數(shù)字邏輯電路部19的工作時(shí)鐘(dclk)。即，分頻器16可利用由觸發(fā)器構(gòu)成的計(jì)數(shù)器構(gòu)成，因此電路規(guī)模小且降低功耗。

另外，本實(shí)施方式的單變換方式的接收器的特征在于，如果設(shè)調(diào)制信號(hào)的符號(hào)率(符號(hào)頻率)為sr，則將符號(hào)率sr設(shè)為中頻信號(hào)(f＿if)的2＾m/(n·p)倍(p是2以上的整數(shù))。

sr＝(fif)2＾m/(n·p)···(2)

例如，在帶通濾波器5的中心頻率是10.7mhz、m＝2、n＝64、p＝8的情況下，符號(hào)率sr為83.59375khz，工作時(shí)鐘dclk為668.75khz(sr的8倍)，振蕩器8的振蕩信號(hào)(f＿xtl)為42.8mhz(sr的512倍)。

即，在本實(shí)施方式的單變換方式的接收器中，因?yàn)榉诸l器13與分頻器16的分頻數(shù)是2的倍數(shù)，所以可減小分頻器13以及16的電路規(guī)模。而且，因?yàn)檎{(diào)制的符號(hào)率sr與工作時(shí)鐘(dclk)的關(guān)系成為整數(shù)比，所以相比于在解碼時(shí)符號(hào)率sr與ad變換器17以及18的采樣頻率之比成為不被除盡的小數(shù)的情況，不需要用于對(duì)其進(jìn)行調(diào)整的多余運(yùn)算，因此能夠削減數(shù)字邏輯電路部19的規(guī)模，能夠降低解碼所需的消耗電流。

如以上所說明的那樣，本實(shí)施方式的單變換方式的接收器的接收靈敏度特性良好，且能夠通過削減電路規(guī)模來降低制造成本以及削減功耗。

此外，在使用本實(shí)施方式的單變換方式的接收器的收發(fā)器以及使用多臺(tái)收發(fā)器的收發(fā)系統(tǒng)中，顯然也能夠獲得同樣的效果，在整個(gè)系統(tǒng)中都能夠通過削減電路規(guī)模來降低制造成本以及削減功耗。