本發(fā)明屬于綜合信息處理技術領域，更為具體地講，涉及一種基于UQPSK統(tǒng)一信號模型下的測控通信實現(xiàn)方法。

背景技術：

飛行器綜合信息處理是信息網(wǎng)絡的有機組成部分和重要節(jié)點。隨著應急通信需要處理的信息量越來越大，傳輸?shù)男畔⒃絹碓蕉?，傳統(tǒng)的無線電通信方式已明顯不適應現(xiàn)代高科技條件下的對突發(fā)情況處置的要求。因此，必須建設一套高效適用的統(tǒng)一信號模型下的測控通信實現(xiàn)方法，解決日益增長的功能任務種類和性能需求之間的矛盾。綜合信息處理必須在有限的物理信道中同時提供包括通信、導航、測控飛行控制和信息支持等綜合任務處理能力。

傳統(tǒng)飛行器受信息載荷功能單一的限制，必須搭載多個不同功能的載荷設備來同時實現(xiàn)所需的綜合任務。同時考慮到飛行器載荷冗余性、可靠性，這就要求飛行器具有較強的有效載荷承載能力；另一方面，隨著飛行器飛行速度、高度和機動性能等方面的不斷提高，機體設計普遍采用一體化設計，造成包括裝載空間、承載重量以及供電能力等方面在內(nèi)的飛行器有效載荷承載能力嚴格受限。因此統(tǒng)一信號模型下的測控通信實現(xiàn)方法由“功能綜合”發(fā)展為“結(jié)構(gòu)綜合”，正在向一體化柔性可重構(gòu)架構(gòu)演進。

本發(fā)明提出了一種基于UQPSK的，在同一信號模型中同時實現(xiàn)遙測、遙控、通信功能的信號模型。該發(fā)明基于軟件無線電架構(gòu)，極大的利用了信號傳輸中攜帶的各種信息，在同一信號模型架構(gòu)下，可以同時獲得遙測、遙控、通信信號，并且各路信號間無交互干擾。實現(xiàn)距離、速度、角度的實時測量后，可以根據(jù)外測信息完成相對定位，完成飛行器導航輔助功能。改變了傳統(tǒng)信號模型下單一傳感器只能獲得單一信息的局限性。該架構(gòu)采用統(tǒng)一、標準的模塊化體系結(jié)構(gòu)，實現(xiàn)了在有限資源、有限空間內(nèi)的多任務測控通信需求，并且可根據(jù)實際任務需求和資源使用情況，動態(tài)調(diào)整資源劃分，實現(xiàn)通信、導航、測控、飛行控制和信息支持等綜合任務處理。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于克服現(xiàn)有技術的不足，提供一種基于UQPSK統(tǒng)一信號模型下的測控通信實現(xiàn)方法，在同一信號模型中對飛行器同時實現(xiàn)遙測、遙控、通信等測控通功能。

為實現(xiàn)上述發(fā)明目的，本發(fā)明基于UQPSK統(tǒng)一信號模型下的測控通信實現(xiàn)方法，其特征在于，包括以下步驟：

(1)、UQPSK發(fā)生器產(chǎn)生上/下行鏈路信號；

上行鏈路信號包括：原始UQPSK調(diào)制上行鏈路信號s_{UQPSK_UP}(t)、原始I路PN碼信號PN₁(t)、原始Q路PN碼信號PN₂(t)和原始遙控數(shù)據(jù)信號S_data(t)；

下行鏈路信號包括：原始UQPSK調(diào)制下行鏈路信號s_{UQPSK_DOWN}(t)、原始PN碼信號PN(t)和原始通信數(shù)據(jù)信號S_data(t)；

(2)、在UQPSK統(tǒng)一信號模型下對上/下行鏈路信號實現(xiàn)測控通信；

(2.1)、在UQPSK統(tǒng)一信號模型下對上行鏈路信號實現(xiàn)測控通信；

(2.1.1)、將s_{UQPSK_UP}(t)輸入到信道衰落子模塊，信道衰落子模塊模擬無線通信信道對s_{UQPSK_UP}(t)增加時延τ、多普勒頻偏f_d及高斯白噪聲，其輸出端模擬接收機收到的UQPSK信號，再將UQPSK信號分別輸入到捕獲子模塊和相關干涉子模塊；

(2.1.2)、捕獲子模塊收到UQPSK信號后，對UQPSK信號依次進行一級粗捕獲和二級精捕獲；

1)、一級粗捕獲：UQPSK信號乘以本地并行的本振序列cos2πf_LOt+j sin2πf_LOt后，再對比各路信號乘積，找出其幅值最大的點對應的信號，標記為捕獲信號，捕獲信號的頻率f₀+f_d則對應本振序列的頻率f_LO＝f₀+iΔf，由此求得近似的多普勒頻偏f_d'＝f_LO-f₀；其中，f_LO為本振序列的頻率，f₀為s_{UQPSK_UP}(t)的頻率，Δf表示本振頻率間隔，i表示第i個本振；

捕獲信號分別與兩路互相正交的本地PN碼PN₁(t)、PN₂(t)自相關，得到PN碼碼偏P_PN1、P_PN2，其中PN₁(t)、PN₂(t)的階數(shù)均為N，長度為2^N-1；

利用PN碼碼偏P_PN1、P_PN2修正本地線性移位寄存器，得到修正后的I路擴頻碼和Q路擴頻碼；

利用PN碼碼偏與距離的關系求得目標距離D：

其中，c表示光速；

2)、二級精捕獲：縮短本振頻率間隔Δf'，重復上述一級粗捕獲過程，獲得多普勒粗頻偏f_d”；

最后將多普勒載波粗頻偏f_d”和目標距離D送入輸出顯示模塊,將多普勒載波粗頻偏f_d”和PN碼碼偏P_PN1、P_PN2送入跟蹤子模塊；

(2.1.3)、跟蹤子模塊收到UQPSK信號后，利用雙路載波跟蹤環(huán)獲取誤差頻率分量Δf_d，完成載波頻率精確跟蹤；同時還利用碼跟蹤環(huán)獲取PN碼的相位誤差信號，完成PN碼的精確跟蹤，獲得進一步修正后的解調(diào)I路擴頻碼和解調(diào)Q路擴頻碼；

當跟蹤子模塊內(nèi)的雙路載波跟蹤環(huán)和碼跟蹤環(huán)都達到穩(wěn)定時，獲取解調(diào)遙控數(shù)據(jù)信息S_data(t+τ)；

利用多普勒粗頻偏f_d”和誤差頻率分量Δf_d計算出多普勒精頻偏f_d＝f_d”+Δf_d；

利用多普勒精頻偏與速度的關系，計算出目標速度

最后，將多普勒載波精頻偏信號f_d與解調(diào)遙控數(shù)據(jù)信號S_data(t+τ)輸出至顯示模塊顯示，以及將解調(diào)I路擴頻碼、解調(diào)Q路擴頻碼、解調(diào)遙控數(shù)據(jù)信號S_data(t+τ)反饋給數(shù)據(jù)結(jié)果比較子模塊；

(2.1.4)、相關干涉子模塊采用多元天線陣列接收UQPSK信號，再用接收到的信號乘以進一步修正后的解調(diào)I路擴頻碼，乘積信號標記為s_{UQPSK_PN_UP}(t)，再對s_{UQPSK_PN_UP}(t)進行希爾伯特變化并作為虛數(shù)與原始s_{UQPSK_PN_UP}(t)相加，即s_complex(t)＝s_{UQPSK_PN_UP}(t)+jH[s_{UQPSK_PN_UP}(t)]，再將得到的信號依次進行A/D變換和DDC變換，最后選取不相鄰的兩路信號進行相關干涉運算，進而計算出俯仰角和方位角，并輸出至顯示模塊顯示；

(2.1.5)、數(shù)據(jù)結(jié)果比較子模塊比較原始數(shù)據(jù)與處理后的數(shù)據(jù)，計算出各類信號的誤碼率，并輸出顯示模塊顯示；

(2.2)、在UQPSK統(tǒng)一信號模型下對下行鏈路信號實現(xiàn)測控通信；

(2.2.1)、將s_{UQPSK_DOWN}(t)輸入到信道衰落子模塊，信道衰落子模塊模擬無線通信信道對s_{UQPSK_DOWN}(t)增加時延τ、多普勒頻偏f_d及高斯白噪聲，其輸出端模擬接收機收到的UQPSK信號，再將UQPSK信號分別輸入到捕獲子模塊和相關干涉子模塊；

(2.2.2)、捕獲子模塊收到UQPSK信號后，對UQPSK信號進行一級粗捕獲和二級精捕獲；

1)、一級粗捕獲：UQPSK信號乘以本地并行的本振序列cos2πf_LOt后，再對比各路信號乘積，找出其幅值最大的點對應的信號，標記為捕獲信號，捕獲信號的頻率f₀+f_d則對應本振序列的頻率f_LO＝f₀+iΔf，由此求得近似的多普勒頻偏f_d'＝f_LO-f₀；其中，f_LO為本振序列的頻率，f₀為s_{UQPSK_DOWN}(t)的頻率，Δf表示本振頻率間隔，i表示第i個本振；

捕獲信號與本地PN碼PN(t)自相關得到PN碼碼偏P，PN(t)的階數(shù)均為N，長度為2^N-1；

利用PN碼碼偏P修正本地線性移位寄存器，得到修正后的I路擴頻碼；

利用PN碼碼偏P與距離的關系求得目標距離D：

其中，c表示光速；

2)、二級精捕獲：縮短本振頻率間隔Δf'，重復上述一級粗捕獲過程，獲得多普勒粗頻偏f_d”；

最后將多普勒載波粗頻偏f_d”和目標距離D送入輸出顯示模塊；將多普勒載波粗頻偏f_d”和PN碼碼偏P送入跟蹤子模塊

(2.2.3)、跟蹤子模塊收到UQPSK信號后，利用雙路載波跟蹤環(huán)獲取誤差頻率分量Δf_d，完成載波頻率精確跟蹤；同時還利用碼跟蹤環(huán)獲取PN碼的相位誤差信號，完成PN碼的精確跟蹤，獲得進一步修正后的解調(diào)I路擴頻碼；

當跟蹤子模塊內(nèi)的雙路載波跟蹤環(huán)和碼跟蹤環(huán)都達到穩(wěn)定時，獲取解調(diào)通信數(shù)據(jù)信息S_data(t+τ)；

利用多普勒粗頻偏f_d”和誤差頻率分量Δf_d計算出多普勒精頻偏f_d＝f_d”+Δf_d；

利用多普勒精頻偏與速度的關系，計算出目標速度

最后，將多普勒載波精頻偏f_d與解調(diào)通信數(shù)據(jù)信號S_data(t+τ)輸出至顯示模塊顯示，以及將解調(diào)I路擴頻碼和解調(diào)通信數(shù)據(jù)信號S_data(t+τ)反饋給數(shù)據(jù)結(jié)果比較子模塊；

(2.2.4)、相關干涉子模塊采用多元天線陣列接收UQPSK信號，再用接收到的信號乘以進一步修正后的解調(diào)I路擴頻碼，乘積信號標記為s_{UQPSK_PN_DOWN}(t)，再把s_{UQPSK_PN_DOWN}(t)作為虛數(shù)與其希爾伯特變化相減，即s_complex(t)＝-H[s_{UQPSK_PN_DOWN}(t)]+js_{UQPSK_PN_DOWN}(t)，再將得到的信號依次進行A/D變換和DDC變換，最后選取不相鄰的兩路信號進行相關干涉運算，進而計算出俯仰角和方位角，并輸出至顯示模塊顯示；

(2.2.5)、數(shù)據(jù)結(jié)果比較子模塊比較原始數(shù)據(jù)與處理后的數(shù)據(jù)，計算出各類信號的誤碼率，并輸出顯示模塊顯示。

本發(fā)明的發(fā)明目的是這樣實現(xiàn)的：

本發(fā)明基于UQPSK統(tǒng)一信號模型下的測控通信實現(xiàn)方法，打破傳統(tǒng)遙測、遙控、通信功能功分立進行的工作模式，利用UQPSK的非均衡性完成外測數(shù)據(jù)與遙控/通信數(shù)據(jù)的傳輸，利用擴頻碼的偽隨機和相關特性完成目標速度、距離、角度信息的獲取。該架構(gòu)極大的利用了信號傳輸中攜帶的各種信息，在同一信號模型架構(gòu)下，可以同時獲得遙測、遙控、通信信號，并且各路信號間無交互干擾。上下行鏈路均采用統(tǒng)一、標準的模塊化體系結(jié)構(gòu)，在最大化的利用了硬件資源和載荷空間的同時，保證了測控通信系統(tǒng)的有效運作。因而，具有非常好的擴展性和靈活性，有效解決了當今測控通信數(shù)據(jù)容量日益增長與空間、資源受限的矛盾。

同時，本發(fā)明基于UQPSK統(tǒng)一信號模型下的測控通信實現(xiàn)方法還具有以下有益效果：

(1)、改變了原有多源信息處理體系，將傳統(tǒng)的信息融合方式改進為信號融合。將信息融合先解碼再融合的處理流程化簡為直接處理，減少了硬件資源的消耗；同時極大的縮短了處理時間，減少了時間資源的耗費。

(2)、采用自頂向下的模塊化設計，每個功能模塊具備相對獨立性、互換性和通用性的特征。方便模塊的重用、升級、維修和回收，快速應對測控通信系統(tǒng)功能需求的變化。

(3)、可根據(jù)實際任務需求和資源使用情況，完成動態(tài)資源劃分，實現(xiàn)通信、導航、測控、飛行控制和信息支持等綜合任務處理；

附圖說明

圖1是本發(fā)明基于UQPSK統(tǒng)一信號模型下對上行鏈路信號實現(xiàn)測控通信原理框圖；

圖2是本發(fā)明基于UQPSK統(tǒng)一信號模型下對下行鏈路信號實現(xiàn)測控通信原理框圖；

圖3是捕獲子模塊的一種具體實施方式結(jié)構(gòu)圖；

圖4是跟蹤子模塊的一種具體實施方式結(jié)構(gòu)圖；

圖5是7元均勻圓陣接收模型。

具體實施方式

下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的具體實施方式進行描述，以便本領域的技術人員更好地理解本發(fā)明。需要特別提醒注意的是，在以下的描述中，當已知功能和設計的詳細描述也許會淡化本發(fā)明的主要內(nèi)容時，這些描述在這里將被忽略。

實施例

為了方便描述，先對具體實施方式中出現(xiàn)的相關專業(yè)術語進行說明：

UQPSK(Unbalanced Quadrature Phase Shift Keying)：非均衡正交相移鍵控

PN碼(Pseudo-Noise Code)：偽隨機碼序列

I路/I通道(In-Phase Components)：同向分量路/同向分量通道

Q路/Q通道(Quadrature Components)：正交分量路/正交分量通道

A/D(Analog to Digital)：模數(shù)轉(zhuǎn)換

DDC(Digital Down Converter)：數(shù)字下變頻

圖1是本發(fā)明基于UQPSK統(tǒng)一信號模型下對上行鏈路信號實現(xiàn)測控通信原理框圖。

圖2是本發(fā)明基于UQPSK統(tǒng)一信號模型下對下行鏈路信號實現(xiàn)測控通信原理框圖。

在本實施例中，本發(fā)明在基于UQPSK信號模型下，I通道用于傳輸窄帶信息數(shù)據(jù)、Q通道用于傳輸寬帶數(shù)據(jù)信號。由于遙測、遙控、通信功能對于信號功率的需求不同，I/Q兩路信道的功率比為其中A_I、A_Q分別為I/Q兩路通道的幅值，各占和在上行信道中，I路傳輸擴頻碼用于測速、測距、測角；Q路傳輸擴頻遙控信號。在下行信道中，I路傳輸傳輸擴頻碼用于測速、測距、測角；Q路傳輸通信信號。

結(jié)合上、下行信道中，所述通道的分工對本發(fā)明進行詳細說明，具體包括以下步驟：

(1)、UQPSK發(fā)生器產(chǎn)生上/下行鏈路信號；

上行鏈路信號包括：原始UQPSK調(diào)制上行鏈路信號s_{UQPSK_UP}(t)、原始I路PN碼信號PN₁(t)、原始Q路PN碼信號PN₂(t)和原始遙控數(shù)據(jù)信號S_data(t)；

其中，上行鏈路的信號形式表示為：

s_{UQPSK_UP}(t)＝A_IPN₁(t)cos(2πf₀t)+A_QPN₂(t)S_data(t)sin(2πf₀t)

其中，f₀為s_{UQPSK_UP}(t)的頻率；

下行鏈路信號包括：原始UQPSK調(diào)制下行鏈路信號s_{UQPSK_DOWN}(t)、原始PN碼信號PN(t)和原始通信數(shù)據(jù)信號S_data(t)；

下行鏈路的信號形式表示為：

s_{UQPSK_DOWN}(t)＝A_IPN(t)cos(2πf₀t)+A_QS_data(t)sin(2πf₀t)；

(2)、在UQPSK統(tǒng)一信號模型下對上/下行鏈路信號實現(xiàn)測控通信；

(2.1)、結(jié)合圖1，在UQPSK統(tǒng)一信號模型下對上行鏈路信號實現(xiàn)測控通信的具體流程為：

(2.1.1)、將s_{UQPSK_UP}(t)輸入到信道衰落子模塊，信道衰落子模塊模擬無線通信信道對s_{UQPSK_UP}(t)增加時延τ、多普勒頻偏f_d及高斯白噪聲，其輸出端模擬接收機收到的UQPSK信號，再將UQPSK信號分別輸入到捕獲子模塊和相關干涉子模塊；

輸出端模擬接收機收到的UQPSK信號為：

s_UQPSK(t)＝A_IPN₁'(t+τ)cos[2π(f₀+f_d)(t+τ)]+A_QPN₂'(t+τ)S_data(t+τ)sin[2π(f₀+f_d)(t+τ)]+n(t)

其中，n(t)為加性高斯白噪聲，可以表示為：

n(t)＝n_I(t)cos2πf₀t+n_Q(t)sin2πf₀t；

(2.1.2)、如圖3所示，捕獲子模塊收到UQPSK信號后，對UQPSK信號依次進行一級粗捕獲和二級精捕獲；

1)、一級粗捕獲：UQPSK信號乘以本地并行的本振序列cos2πf_LOt+j sin2πf_LOt后，再對比各路信號乘積，找出其幅值最大的點對應的信號，標記為捕獲信號，捕獲信號的頻率f₀+f_d則對應本振序列的頻率f_LO＝f₀+iΔf，由此求得近似的多普勒頻偏f_d'＝f_LO-f₀；其中，f_LO為本振序列的頻率，f₀為s_{UQPSK_UP}(t)的頻率，Δf表示本振頻率間隔，i表示第i個本振；

在本實施例中，取21路并行的本振序列，即：

f_LO＝{f₀-10Δf,f₀-9Δf,f₀-8Δf,f₀-7Δf,f₀-6Δf,f₀-5Δf,f₀-4Δf,f₀-3Δf,f₀-2Δf,f₀-Δf,0,

f₀+Δf,f₀+2Δf,f₀+3Δf,f₀+4Δf,f₀+5Δf,f₀+6Δf,f₀+7Δf,f₀+8Δf,f₀+9Δf,f₀+10Δf}

則需要比對21路信號的乘積，那么一級粗捕獲獲取的信號為：

S_capture(t)＝S_UQPSK'(t)(cos2πf_LOt+j sin2πf_LOt)

經(jīng)低通濾波后可得信號：

由此可以求得近似的多普勒頻移f_d'＝f_LO-f₀。

捕獲信號分別與兩路互相正交的本地PN碼PN₁(t)、PN₂(t)自相關，得到PN碼碼偏P_PN1、P_PN2，其中PN₁(t)、PN₂(t)的階數(shù)均為N，長度為2^N-1，用于完成測速、測距、測角功能；

利用PN碼碼偏P_PN1、P_PN2修正本地線性移位寄存器，得到修正后的I路擴頻碼和Q路擴頻碼；

利用PN碼碼偏與距離的關系求得目標距離D：

其中，c表示光速；

2)、二級精捕獲：縮短本振頻率間隔Δf'，重復上述一級粗捕獲過程，獲得多普勒粗頻偏f_d”；

最后將多普勒載波粗頻偏f_d”和目標距離D分別送入輸出顯示模塊和跟蹤子模塊；

(2.1.3)、跟蹤子模塊收到UQPSK信號后，利用雙路載波跟蹤環(huán)獲取誤差頻率分量Δf_d，完成載波頻率精確跟蹤；同時還利用碼跟蹤環(huán)獲取PN碼的相位誤差信號，完成PN碼的精確跟蹤，獲得進一步修正后的解調(diào)I路擴頻碼和解調(diào)Q路擴頻碼；

當跟蹤子模塊內(nèi)的雙路載波跟蹤環(huán)和碼跟蹤環(huán)都達到穩(wěn)定時，獲取解調(diào)遙控數(shù)據(jù)信息S_data(t+τ)；

利用多普勒粗頻偏f_d”和誤差頻率分量Δf_d計算出多普勒精頻偏f_d＝f_d”+Δf_d；

利用多普勒精頻偏與速度的關系，計算出目標速度

最后，將多普勒載波精頻偏信號f_d與解調(diào)遙控數(shù)據(jù)信號S_data(t+τ)輸出至顯示模塊顯示，以及將解調(diào)I路擴頻碼、解調(diào)Q路擴頻碼、解調(diào)遙控數(shù)據(jù)信號S_data(t+τ)反饋給數(shù)據(jù)結(jié)果比較子模塊；

在本實施例中，如圖4所示，接收到的UQPSK信號經(jīng)過載波同步數(shù)字鑒相模塊產(chǎn)生載波相位誤差信號ε_e，將誤差值ε_e送入環(huán)路濾波器，濾除高頻分量和噪聲，得出的結(jié)果調(diào)整數(shù)控振蕩器(NCO)，最后輸出一個精確的PN碼時鐘f_code。載波跟蹤依賴于擴頻碼的捕獲和跟蹤，而碼跟蹤環(huán)采用基帶信號處理的積分和清零處理，又依賴載波信號的載波解調(diào)，因此，接收基帶的碼跟蹤環(huán)和載波跟蹤環(huán)是相互關聯(lián)的。

接收信號S_UQPSK'(t)分別乘以本振信號的同相分量和正交分量與其中，為環(huán)路在跟蹤過程中本振相位的變化值。再分別與相互正交的兩路本地擴頻碼PN₁(t)、PN₂(t)相乘，再低通濾波后，得到四路信號。當環(huán)路穩(wěn)定后有四路信號近似如下：

其中，S_IC1'(t)為S_UQPSK'(t)乘以本振信號的同相分量和PN₁(t)，S_IC2'(t)S_IC1'(t)為S_UQPSK'(t)乘以本振信號的同相分量和PN₂(t)，S_QC1'(t)S_IC1'(t)為S_UQPSK'(t)乘以本振信號的正交分量和PN₁(t)，S_QC2'(t)S_IC1'(t)為S_UQPSK'(t)乘以本振信號的正交分量和PN₂(t)，對S_QC2'(t)進行01判決即可獲得調(diào)遙控數(shù)據(jù)信息S_data(t+τ)。

(2.1.4)、相關干涉子模塊采用多元天線陣列接收UQPSK信號，再用接收到的信號乘以進一步修正后的解調(diào)I路擴頻碼，乘積信號標記為s_{UQPSK_PN_UP}(t)，再對s_{UQPSK_PN_UP}(t)進行希爾伯特變化并作為虛數(shù)與原始s_{UQPSK_PN_UP}(t)相加，即s_complex(t)＝s_{UQPSK_PN_UP}(t)+jH[s_{UQPSK_PN_UP}(t)]，再將得到的信號依次進行A/D變換和DDC變換，最后選取不相鄰的兩路信號進行相關干涉運算，進而計算出俯仰角和方位角，并輸出至顯示模塊顯示；

在本實施例中，利用余弦函數(shù)作為代價函數(shù)的相關干涉算法，構(gòu)建如圖5所示的陣列半徑為R的7元均勻圓陣接收模型。

以陣元0作為參考陣元，其他陣元與陣元0組成六組陣元對，求解六組陣元的相位差。俯仰角θ范圍為0°～90°，方位角范圍為0°～360°，方位角以5°為單位、俯仰角以2°為單位建立相位差樣本庫。在上面的七陣元中，可以取得(0，1)，(0，2)，(0，3)，(0，4)，(0，5)，(0，6)六組不同的相位差矢量，從而構(gòu)成一個樣本矩陣。

對接收到的信號s_UQPSK(t)乘以本地修正后的解調(diào)I路擴頻碼可得：

s_UQPSK'(t)＝s_UQPSK'(t)PN₁'(t+τ)＝A_Icos[2π(f₀+f_d)(t+τ)]+n'(t)

其中PN₁'(t+τ)為修正后的I路擴頻碼，n'(t)為乘以修正后的解調(diào)I路擴頻碼后的噪聲信號；

不考慮加性高斯白噪聲，可抽象為信號：

s_{UQPSK_PN_UP}(t)＝a(t)cos(2πf_ct+φ)

其中有：

f_c＝f₀+f_d

其中，f_c為接收信號中心頻率，φ為隨機初始相位。

對接收信號做希爾伯特變化可以得到

H[s_{UQPSK_PN_UP}(t)]＝-a(t)cos(2πf_ct+φ)

定義：

如果以圓心為參考點，則天線陣元m接收到的信號可表示為：

其中n_m(t)為陣元m接收到的高斯白噪聲，且E(n_m(t))＝0，D(n_m(t))＝σ²。τ_m代表陣元m相對參考點的時延。

x_m(t)經(jīng)過A/D、DDC之后變?yōu)椋?/p>

其中Δf_DDC為經(jīng)DDC后剩余載頻差，T_s為采樣間隔。

對x_m(n)、x_n(n)進行N點的FFT變換運算：

其中，a(ω)為x_m(ω)、x_n(ω)的幅度信息，φ_m(ω)、φ_n(ω)分別為x_m(ω)、x_n(ω)的相位信息，n_m(ω)、n_n(ω)分別為x_m(ω)、x_n(ω)的噪聲信息。

x_m(ω)與x_n(ω)作互相關運算得到：

這里假設不同陣元接收到的信號互不相關，則有：

對r_m,n(ω)取相位可以得到相位差φ_m,n，通過對不同陣元的處理，可以得到不同的相位差。

以陣元0為參考陣元，可以測得(0，1)，(0，2)，(0，3)，(0，4)，(0，5)，(0，6)六組不同數(shù)據(jù)組成的相位差矢量φ，把它同ψ_ij(i＝2,4,6,...,90；j＝5,10,15,...,360)分別作比較運算。其中ψ_ij為樣本庫中存入的相位差數(shù)據(jù)，以2°為刻度劃分俯仰角范圍得到的樣本點為i，以5°為刻度劃分方位角范圍得到的樣本點為j。

與樣本庫的數(shù)據(jù)作相關比較運算的表達式：

ρ＝(∑cos(ψ_ij-φ))/(M-1)

ρ的最大值對應的方位角即來波方位角，而每個方位角對應的最大值即來波俯仰角。由此可以測出俯仰角θ、方位角的角度信息。

(2.1.5)、數(shù)據(jù)結(jié)果比較子模塊比較原始數(shù)據(jù)與處理后的數(shù)據(jù)，計算出各類信號的誤碼率，并輸出顯示模塊顯示；

(2.2)、結(jié)合圖2，在UQPSK統(tǒng)一信號模型下對下行鏈路信號實現(xiàn)測控通信的具體流程為；

(2.2.1)、將s_{UQPSK_DOWN}(t)輸入到信道衰落子模塊，信道衰落子模塊模擬無線通信信道對s_{UQPSK_DOWN}(t)增加時延τ、多普勒頻偏f_d及高斯白噪聲，其輸出端模擬接收機收到的UQPSK信號，再將UQPSK信號分別輸入到捕獲子模塊和相關干涉子模塊；

其中，輸出端模擬接收機收到的UQPSK信號為：

s_UQPSK(t)＝A_IPN'(t+τ)cos[2π(f₀+f_d)(t+τ)]+A_QS_data(t+τ)sin[2π(f₀+f_d)(t+τ)]+n(t)

其中，n(t)為加性高斯白噪聲，還可以表示為：

n(t)＝n_I(t)cos2πf₀t+n_Q(t)sin2πf₀t；

(2.2.2)、捕獲子模塊收到UQPSK信號后，對UQPSK信號進行一級粗捕獲和二級精捕獲；

1)、一級粗捕獲：UQPSK信號乘以本地并行的本振序列cos2πf_LOt后，再對比各路信號乘積，找出其幅值最大的點對應的信號，標記為捕獲信號，捕獲信號的頻率f₀+f_d則對應本振序列的頻率f_LO＝f₀+iΔf，由此求得近似的多普勒頻偏f_d'＝f_LO-f₀；其中，f_LO為本振序列的頻率，f₀為s_{UQPSK_DOWN}(t)的頻率，Δf表示本振頻率間隔，i表示第i個本振；

在本實施例中，同樣取21路并行的本振序列，即：

f_LO＝{f₀-10Δf,f₀-9Δf,f₀-8Δf,f₀-7Δf,f₀-6Δf,f₀-5Δf,f₀-4Δf,f₀-3Δf,f₀-2Δf,f₀-Δf,0,

f₀+Δf,f₀+2Δf,f₀+3Δf,f₀+4Δf,f₀+5Δf,f₀+6Δf,f₀+7Δf,f₀+8Δf,f₀+9Δf,f₀+10Δf}則也需要比對21路信號的乘積，那么一級粗捕獲獲取的信號為：

S_capture(t)＝S_UQPSK'(t)cos2πf_LOt

經(jīng)低通濾波后可得信號：

由此可以求得近似的多普勒頻移f_d'＝f_LO-f₀

捕獲信號與本地PN碼PN(t)自相關得到PN碼碼偏P，PN(t)的階數(shù)均為N，長度為2^N-1，同樣用于完成測速、測距、測角功能；

利用PN碼碼偏P修正本地線性移位寄存器，得到修正后的I路擴頻碼；

利用PN碼碼偏P與距離的關系求得目標距離D：

其中，c表示光速；

2)、二級精捕獲：縮短本振頻率間隔Δf'，重復上述一級粗捕獲過程，獲得多普勒粗頻偏f_d”；

最后將多普勒載波粗頻偏f_d”和目標距離D分別送入輸出顯示模塊和跟蹤子模塊；

(2.2.3)、跟蹤子模塊收到UQPSK信號后，利用雙路載波跟蹤環(huán)獲取誤差頻率分量Δf_d，完成載波頻率精確跟蹤；同時還利用碼跟蹤環(huán)獲取PN碼的相位誤差信號，完成PN碼的精確跟蹤，獲得進一步修正后的解調(diào)I路擴頻碼；

當跟蹤子模塊內(nèi)的雙路載波跟蹤環(huán)和碼跟蹤環(huán)都達到穩(wěn)定時，獲取解調(diào)通信數(shù)據(jù)信息S_data(t+τ)；

利用多普勒粗頻偏f_d”和誤差頻率分量Δf_d計算出多普勒精頻偏f_d＝f_d”+Δf_d；

利用多普勒精頻偏與速度的關系，計算出目標速度

最后，將多普勒載波精頻偏f_d與解調(diào)通信數(shù)據(jù)信號S_data(t+τ)輸出至顯示模塊顯示，以及將解調(diào)I路擴頻碼和解調(diào)通信數(shù)據(jù)信號S_data(t+τ)反饋給數(shù)據(jù)結(jié)果比較子模塊；

在本實施例中，接收信號S_UQPSK'(t)分別乘以本振信號的同相分量和正交分量與再低通濾波后，得到兩路信號。當環(huán)路穩(wěn)定后有兩路信號近似如下：

其中，S_I'(t)為S_UQPSK'(t)乘以本振信號的同相分量，S_Q'(t)乘以本振信號的正交分量，對S_Q'(t)進行01判決即可獲得解調(diào)通信數(shù)據(jù)信息S_data(t+τ)。

(2.2.4)、相關干涉子模塊采用多元天線陣列接收UQPSK信號，再用接收到的信號乘以進一步修正后的解調(diào)I路擴頻碼，乘積信號標記為s_{UQPSK_PN_DOWN}(t)，再把s_{UQPSK_PN_DOWN}(t)作為虛數(shù)與其希爾伯特變化相減，即s_complex(t)＝-H[s_{UQPSK_PN_DOWN}(t)]+js_{UQPSK_PN_DOWN}(t)，再將得到的信號依次進行A/D變換和DDC變換，最后選取不相鄰的兩路信號進行相關干涉運算，進而計算出俯仰角和方位角，并輸出至顯示模塊顯示；

相關干涉子模塊在下行鏈路和上行鏈路中的工作原理相同，在此不再贅述。

(2.2.5)、數(shù)據(jù)結(jié)果比較子模塊比較原始數(shù)據(jù)與處理后的數(shù)據(jù)，計算出各類信號的誤碼率，并輸出顯示模塊顯示。

盡管上面對本發(fā)明說明性的具體實施方式進行了描述，以便于本技術領域的技術人員理解本發(fā)明，但應該清楚，本發(fā)明不限于具體實施方式的范圍，對本技術領域的普通技術人員來講，只要各種變化在所附的權(quán)利要求限定和確定的本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，這些變化是顯而易見的，一切利用本發(fā)明構(gòu)思的發(fā)明創(chuàng)造均在保護之列。