本發(fā)明涉及載波成對多址接入PCMA衛(wèi)星通信技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及時(shí)延抖動情況下的PCMA衛(wèi)星通信系統(tǒng)自干擾對消技術(shù)中的精確頻差快速估計(jì)技術(shù)。

背景技術(shù)：

載波成對多址接入技術(shù)(Paired Carrier Multiple Access,PCMA)允許雙向衛(wèi)星通信鏈路在時(shí)間和頻譜上進(jìn)行重疊，對提高衛(wèi)星頻譜資源利用率具有非常重要的意義，因而在衛(wèi)星通信系統(tǒng)中得到了大量的研究和應(yīng)用。

PCMA系統(tǒng)的關(guān)鍵是自干擾抵消，也就是利用自身發(fā)射的信號構(gòu)建抵消信號，抵消接收到的下行信號中返回的自身發(fā)射的信號，稱謂自干擾信號。本地復(fù)現(xiàn)信號和接收到的自干擾信號在時(shí)延、頻率、相位、幅度方面存在一定的偏差，精確估計(jì)出這些偏差，是PCMA系統(tǒng)自干擾抵消取得理想效果的關(guān)鍵。

時(shí)延和頻差的捕獲跟蹤過程是相輔相成的，是一個(gè)二維的搜索過程。衛(wèi)星的信道有可能引起時(shí)延的抖動，地面站接收天線也可能引起時(shí)延的抖動，時(shí)延的抖動必然影響頻差的精確估計(jì)，因而惡化自干擾抵消的結(jié)果。

因此，研究在時(shí)延抖動情況下的精確頻差快速估計(jì)技術(shù)，具有重要的現(xiàn)實(shí)意義。

我們經(jīng)過檢索后，與本發(fā)明相關(guān)的現(xiàn)有技術(shù)包括：

當(dāng)前，與本發(fā)明相關(guān)的PCMA自干擾抵消技術(shù)中，具有代表性的幾個(gè)美國專利技術(shù)包括US5596439A、US20020197958A1、US006859641B2等。這幾件專利技術(shù)都有相同的共性，采用的技術(shù)基本相同，以US006859641B2專利技術(shù)為代表，如圖1所示，這里做個(gè)簡單介紹：IF過來的I/Q兩路零中頻的模擬信號進(jìn)過A/D采樣之后，產(chǎn)生接收的復(fù)信號。兩路復(fù)信號進(jìn)入AGC單元，經(jīng)過自動增益調(diào)整之后，啟動延遲/頻率估計(jì)單元(即粗略獲得時(shí)延和頻差，然后進(jìn)行精確估計(jì))，獲得較為精確的初始時(shí)延和頻率。初始化FIR，啟動數(shù)字鎖相環(huán)DPLL，開始頻差和相位的捕獲和跟蹤。當(dāng)DPLL鎖定之后，啟動自適應(yīng)FIR濾波器，啟動延時(shí)跟蹤單元進(jìn)行精細(xì)的時(shí)延、相位和幅度的跟蹤。最后通過減去本地復(fù)現(xiàn)的信號，消除自干擾信號。

現(xiàn)有技術(shù)方案不足：圖1所示的技術(shù)方案，時(shí)延和頻差捕獲環(huán)節(jié)采用的是圖2所示單路捕獲過程。在有時(shí)延抖動的情況下，原方案依靠時(shí)延跟蹤環(huán)路，要先調(diào)整時(shí)延，然后才能完成精確的頻率。這個(gè)過程中，因?yàn)闀r(shí)延和頻差精確估計(jì)是一個(gè)相輔相成的過程，會造成時(shí)延跟蹤過程中頻差精度沒法快速的精確估計(jì)出來，因而影響了自干擾抵消的效果。而圖3所示的本發(fā)明能夠很好地解決上面的問題。

與本發(fā)明相關(guān)的縮略語和關(guān)鍵術(shù)語定義：

AGC(Automatic Gain Control)表示自動增益控制。

DPLL(Digital Phase Lock Loop)表示數(shù)字鎖相環(huán)。

FFT(Fast Fourier Transformation)表示快速傅里葉變換。

FIR(Finite Impulse Response)表示有限沖激響應(yīng)濾波器。

IF(Intermediate Frequency)表示中頻。

PCMA(Paired Carrier Multiple Access)表示載波成對多址接入。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明目的在于針對上述現(xiàn)有技術(shù)的不足，提供了一種PCMA系統(tǒng)時(shí)延抖動情況下的精確頻差快速捕獲方法，該方法用于解決PCMA自干擾抵消系統(tǒng)中時(shí)延抖動情況下精確頻差快速捕獲的問題。

本發(fā)明解決其技術(shù)問題所采用的技術(shù)方案是：一種PCMA系統(tǒng)時(shí)延抖動情況下的精確頻差快速捕獲方法，該方法包括以下步驟：

步驟1：本地復(fù)現(xiàn)信號經(jīng)過頻差和時(shí)延的粗捕和調(diào)整之后，分解成超前、即時(shí)和滯后三條支路。超前和滯后支路的存在，將時(shí)延的誤差范圍或者說精度要求放寬到3個(gè)采樣間隔之內(nèi)，換句話說：只要時(shí)延抖動范圍前后不超過1.5個(gè)采樣間隔時(shí)間，都不會引起頻率捕獲精度的降低。

步驟2：超前、即時(shí)和滯后支路分別和接收的混合PCMA信號進(jìn)行相干累加，每條支路分別保留N(N通常取64、128、256等2的冪指數(shù)，便于后續(xù)算法的快速傅里葉變換FFT實(shí)現(xiàn))個(gè)累加結(jié)果，形成3個(gè)累加序列。

步驟3：在三個(gè)累加序列中取模值之和最大的序列，對該序列進(jìn)行快速傅里葉FFT變換，快速獲得時(shí)延抖動情況下的精確頻差估計(jì)值，并在調(diào)整頻率的同時(shí)，相應(yīng)的調(diào)整時(shí)延。

進(jìn)一步的，本發(fā)明通過引入超前、即時(shí)和滯后三支路信號，能夠提升時(shí)延抖動情況下的頻差精確快速估計(jì)精度，還能兼得求取抖動后時(shí)延。

有益效果：

1、本發(fā)明通過引入超前、即時(shí)和滯后三支路信號，能夠提升時(shí)延抖動情況下的頻差精確快速估計(jì)精度。

2、本發(fā)明通過引入超前、即時(shí)和滯后三支路信號，在獲得頻差的同時(shí)，能夠兼得獲取抖動后的時(shí)延；

3、本發(fā)明降低了PCMA自干擾抵消系統(tǒng)對時(shí)延捕獲和跟蹤精度的要求，降低了時(shí)延捕獲和跟蹤環(huán)節(jié)的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度。

4、本發(fā)明能夠很好地提升PCMA自干擾抵消系統(tǒng)的性能和魯棒性。

附圖說明

圖1為現(xiàn)有技術(shù)中的PCMA自干擾抵消技術(shù)的系統(tǒng)框圖。

圖2為現(xiàn)有一般發(fā)明專利采用的時(shí)延和頻差精確捕獲流程圖。

圖3為本發(fā)明提供的時(shí)延和頻差精確捕獲流程圖。

圖4為本發(fā)明實(shí)施之后的超前、即時(shí)和滯后相關(guān)效果示意圖。

圖5本發(fā)明帶入圖1所示PCMA對消系統(tǒng)，對消后引入的信噪比惡化示意圖

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合說明書附圖對本發(fā)明創(chuàng)造做進(jìn)一步的詳細(xì)說明。

圖1給出了當(dāng)前PCMA自干擾抵消技術(shù)普遍采用的系統(tǒng)方案框圖。本發(fā)明是在考慮時(shí)延抖動的情況下，對圖1中的“時(shí)延/頻率估計(jì)”環(huán)節(jié)，也就是圖2，進(jìn)行了創(chuàng)新性改進(jìn)。

為更好的理解本發(fā)明的重點(diǎn)，這里將結(jié)合圖1，并按照各個(gè)模塊的工作先后順序，對一般PCMA自干擾抵消系統(tǒng)的各個(gè)功能模塊做個(gè)簡單的介紹。

一個(gè)完整的PCMA自干擾抵消系統(tǒng)包括以下幾大模塊：

1)自動增益調(diào)解AGC模塊

將IF過來的零中頻模擬信號和本地復(fù)現(xiàn)信號送入AGC單元，比較兩路信號之間的電平差異，并轉(zhuǎn)化為指示信號，通知RF下行鏈路模塊調(diào)整RF下行鏈路前端放大器，使得兩路信號的電平幅度基本相等。只有在AGC調(diào)整好之后，時(shí)延和頻差的捕獲才能進(jìn)行。

2)時(shí)延和頻差的聯(lián)合估計(jì)模塊

時(shí)延和頻差的捕獲是一個(gè)二維搜索過程，兩者中任何一個(gè)偏差過大，信號都不會表現(xiàn)出很好的相關(guān)性，一般的講，當(dāng)信號時(shí)延超過半個(gè)波特(即對數(shù)字信號)的時(shí)候，這兩個(gè)信號會表現(xiàn)出不相關(guān)，DPLL也就無法跟蹤兩路信號的頻差。時(shí)延和頻差的聯(lián)合捕獲過程在后面會更詳細(xì)的講述。

3)基于DPLL的相差估計(jì)和跟蹤模塊

相位估計(jì)針對接收信號載波相位而言，就是要求本地復(fù)現(xiàn)信號載波相位與接收信號載波基本同步并保持跟蹤狀態(tài)，其實(shí)現(xiàn)辦法是求接收和本地復(fù)現(xiàn)信號的復(fù)相關(guān)(共軛乘積后積分)，對積分結(jié)果做反正切處理得到相位差結(jié)果，然后經(jīng)過濾波以以及相位調(diào)整過程反饋到信號混頻的過程。相位估計(jì)采用的是數(shù)字鎖相環(huán)DPLL技術(shù)。DPLL要求輸入兩路信號時(shí)間對齊精度大約1/(即信號帶寬)，等價(jià)于2～3個(gè)采樣間隔，而時(shí)延和頻差捕獲單元(即精度大約一個(gè)采樣間隔)很容易滿足該需要。

4)基于LMS的時(shí)延跟蹤模塊

DPLL能夠精細(xì)的完成頻率和相位的跟蹤工作，而自適應(yīng)濾波器用來完成更加精確的時(shí)延、幅度和相位跟蹤。延遲單元只能完成大約1個(gè)采樣間隔的精度，而自適應(yīng)濾波器能夠完成小于一個(gè)采樣間隔的時(shí)延調(diào)整，這是通過最小均方LMS自適應(yīng)濾波算法中的FIR的群時(shí)延來實(shí)現(xiàn)的。在最小均方誤差準(zhǔn)則下，調(diào)整自適應(yīng)濾波器誤差產(chǎn)生的時(shí)間、量以及方向，控制自適應(yīng)FIR濾波器向正確的方向調(diào)整。LMS用來根據(jù)產(chǎn)生的誤差，調(diào)整FIR的抽頭系數(shù)權(quán)重。自適應(yīng)FIR能夠跟蹤緩變的相位，但是跟蹤不了較大的頻差。因此DPLL和自適應(yīng)FIR相互補(bǔ)充，DPLL跟蹤大的頻差，而自適應(yīng)FIR跟蹤幅度、相位、時(shí)延差。

本發(fā)明時(shí)延和頻差聯(lián)合估計(jì)環(huán)節(jié)詳細(xì)介紹，包括：

1)時(shí)延和頻差的聯(lián)合估計(jì)原理

時(shí)延和頻差的捕獲是一個(gè)二維搜索過程，兩者中任何一個(gè)偏差過大，信號都不會表現(xiàn)出很好的相關(guān)性，一般的講，當(dāng)信號時(shí)延超過半個(gè)波特(即對數(shù)字信號)的時(shí)候，這兩個(gè)信號會表現(xiàn)出不相關(guān)，DPLL也就無法跟蹤兩路信號的頻差。

而時(shí)延和頻差的聯(lián)合估計(jì)常用的算法是相關(guān)函數(shù)的自然推廣，也就是求解下面的模糊函數(shù)：

這里的τ,f分別表示時(shí)延和頻差，s₁(t),s₂(t)是包含同一成分的兩個(gè)信號的包絡(luò)，使得|A(τ,f)|達(dá)到峰值的τ,f就是我們要找的時(shí)延和頻差。因此，整個(gè)捕獲過程就集中在以上模糊函數(shù)的求解上。

對于上式，如果f＝0，則上式就是傳統(tǒng)的互相關(guān)函數(shù)。如果f≠0，則上式可以看著是其中s₁頻譜搬移f后再與s₂做相關(guān)。對于給定的SNR和給定的輸入帶寬，積分時(shí)間T確定了τ,f所能達(dá)到的精度。可看著是一個(gè)低通濾波器，帶寬大約為大的T意味著更窄的濾波，更低的背景能量可以通過。

定義：

為混合乘積，當(dāng)：

則代入(2)可得到：

r(t；τ)＝u(t)u^*(t-D)exp[j2π(f₁-f₂)t]exp[-j2πf₂(τ-D)] (4)

當(dāng)f₁-f₂≠0的時(shí)候，混合積的直流分量變成了一個(gè)頻率為f₁-f₂的正弦波。而模糊函數(shù)算符變成了一個(gè)中心頻率在f的帶通濾波器，也可以看著是將混合乘積外差一個(gè)頻率f，然后經(jīng)過低通濾波器。當(dāng)f和f₁-f₂很好的適配到以內(nèi)的時(shí)候，低通濾波器將產(chǎn)生一個(gè)很強(qiáng)的輸出，并在f＝f₁-f₂的時(shí)候達(dá)到峰值。當(dāng)然，這也要求時(shí)延τ和D要很好的匹配在信號帶寬的倒數(shù)范圍內(nèi)，以使混合乘積自身也有顯著的幅度。

如果信號帶寬B比最終的濾波器的帶寬寬很多的時(shí)候，通過級聯(lián)窄帶濾波器將數(shù)字處理的負(fù)擔(dān)大大的降低，級聯(lián)窄帶濾波器通過不同階段采樣率的降低來做到這一點(diǎn)的。但是采樣率的降低要保證不會發(fā)生頻譜混疊。

舉例來說：假設(shè)兩信號頻差不過1kHz，過原始信號通過1.25MHz采樣之后，混合信號經(jīng)過128個(gè)采樣點(diǎn)的積分&清零(I&D)運(yùn)算。此時(shí)濾波器的-3dB帶寬大概是這10KHz顯然能通過我們感興趣的±1kHz的信號頻差，并且濾波器的輸出頻率為10KHz，因此很少的帶外能量落入到(-1,1)kHz頻帶內(nèi)。后續(xù)的更進(jìn)一步的模糊函數(shù)處理以獲取τ的過程，僅僅針對10KHz的采樣率進(jìn)行，相對于1.25MHz的采樣率，存儲和處理的要求上減少了128階。

經(jīng)過模糊函數(shù)方法來確定τ,f，其理論上面的精度為(即標(biāo)準(zhǔn)偏差)為：

其中：

B＝接收機(jī)接入的噪聲帶寬，假設(shè)對兩個(gè)接收機(jī)相同的

β＝接收信號譜的均方誤差角頻率

T_e＝積分時(shí)間的均方誤差

γ＝有效地輸入信噪比

W_s(f)為信號功率譜密度，零階中心矩

γ₁和γ₂分別是兩個(gè)接收機(jī)的SNR(在噪聲帶寬B內(nèi))，對于PCMA來講γ₁＝γ₂。

對于矩形譜，有：

其中，B_s是信號RF帶寬。因此：

同樣的，對于恒功率的信號，并且通過模糊函數(shù)處里一段時(shí)間T，則：

2)時(shí)延和頻差的粗捕實(shí)現(xiàn)過程

粗捕過程提供初始的參數(shù)估計(jì)，以進(jìn)入精確的捕獲過程或者是說跟蹤過程，當(dāng)跟蹤丟失的時(shí)候或者失鎖的時(shí)候，我們還要啟動粗捕過程。因此，它不是連續(xù)運(yùn)行的。粗捕就是要尋找可能的模糊面中的相關(guān)峰位置，并提供一定的信噪比SNR，以便進(jìn)入精捕過程。

初始的時(shí)延和頻差由先驗(yàn)知識獲取。如果頻差在±1kHz以內(nèi)，那么按照5ms的預(yù)檢測積分時(shí)間對應(yīng)著200Hz的帶寬，因此對于一個(gè)時(shí)間滯后，需要劃分10個(gè)多普勒頻率槽。顯然，如果縮短預(yù)檢測積分時(shí)間，則劃分的多普勒頻移槽就越少。因此，在粗捕階段，我們用短的預(yù)檢測積分時(shí)間，并采用非相干求和方法，獲取有效的信噪比。頻率槽劃分完成之后，在短的預(yù)檢測積分時(shí)間內(nèi)，可暫時(shí)忽略頻差引起的相關(guān)值降低，直接計(jì)算滑動相關(guān)值，并找出最大相關(guān)峰。當(dāng)所有頻率槽內(nèi)的相關(guān)峰都找出來后，可認(rèn)為精確的頻差就落在該范圍內(nèi)，而此時(shí)的時(shí)延已經(jīng)精確到一個(gè)采樣點(diǎn)，頻差估計(jì)縮小到一個(gè)頻率槽內(nèi)，在精確捕獲過程中完成頻差的精確捕獲。

3)傳統(tǒng)的頻率精確捕獲實(shí)現(xiàn)

圖2給出了一般的頻率精確捕獲實(shí)現(xiàn)過程：在頻率粗估計(jì)和延遲估計(jì)的基礎(chǔ)上，通過對接收信號R(t)延遲之后與本地復(fù)現(xiàn)信號相干累加，能夠得到一組相干值，存儲這些相干值分別形成序列，其包絡(luò)將反映頻率估計(jì)的剩余分量，通過FFT處理，可以求出精細(xì)值，這就是常用的現(xiàn)有頻率精確估計(jì)的基本過程。

本發(fā)明提供的時(shí)延抖動情況下頻差快速捕獲方法，包括：

正如在時(shí)延和頻差的捕獲原理里面所述：時(shí)延和頻差的捕獲是一個(gè)二維搜索過程，兩者中任何一個(gè)偏差過大，信號都不會表現(xiàn)出很好的相關(guān)性，時(shí)延和頻差也就不可能精確捕獲和跟蹤。特別是，當(dāng)時(shí)延存在抖動的情況下，或者時(shí)延捕獲環(huán)節(jié)出現(xiàn)較大誤差的情況下，給頻差的精確捕獲帶來困難。因此，本發(fā)明專利在圖2的基礎(chǔ)上，引入了超前、即時(shí)和滯后三條支路，從而形成了時(shí)延抖動或者估計(jì)誤差較大情況下的頻率精確快速捕獲算法，如圖3所示。

圖3給出了本發(fā)明的具體實(shí)施過程，包括如下步驟：

首先，對本地復(fù)現(xiàn)的信號進(jìn)行粗捕和時(shí)延的調(diào)整之后，通過不同的抽頭延遲，可形成本發(fā)明中所謂的超前、即時(shí)和滯后三條支路；

很顯然，超前和滯后支路的存在，將時(shí)延的誤差范圍或者說精度要求放寬到3個(gè)采樣間隔之內(nèi)，換句話說：只要時(shí)延抖動引起的時(shí)延范圍不超過3個(gè)采樣間隔時(shí)間，都不會引起頻率捕獲精度的降低。

接著，對本地接收的PCMA混合信號取共軛，分別和超前、即時(shí)和滯后三條支路對應(yīng)相乘后進(jìn)行累加。本質(zhì)上來講是進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，也就是接收的PCMA混合信號分別和三條支路的信號進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算。每條支路都保留N個(gè)相關(guān)運(yùn)算的結(jié)果，形成一個(gè)N值序列，為了后續(xù)的FFT計(jì)算需要，N一般取2的冪指數(shù)的形式，也就是16、64、128、256等等，N的取值要兼顧FFT計(jì)算的復(fù)雜度；

然后，對每條支路相關(guān)運(yùn)算所得到的N序列值，求取模值，并累加，找到3個(gè)N序列模之和最大的序列。對該序列進(jìn)行快速傅里葉FFT變換，就可得到時(shí)延抖動情況下的精確頻差估計(jì)值。并同時(shí)進(jìn)行時(shí)延和相位的精確調(diào)整。

本發(fā)明的理論基礎(chǔ)，包括：

下面的數(shù)學(xué)推導(dǎo)過程證明精確頻率估計(jì)的有效性和正確性，或者說為本發(fā)明提供了理論依據(jù)和支撐：

用R(t)代表接收的經(jīng)過IF正交下變頻的混合信號，L(t)代表本地經(jīng)過粗捕頻率矯正之后的信號，則：

而：

定義

則Δf即為我們要找的頻差，顯然相對于Δf而言，f₂+f₃+f′₂、f₂-f₃+f′₂、f₂+f₃-f′₂為高頻信號，而眾所周知，是一個(gè)3dB帶寬近似等于的低通濾波器，因此，選擇合適的積分時(shí)間T，可將高頻部分濾掉，因此，(11)可等價(jià)于：

至此，可認(rèn)為按照圖中步驟求得的結(jié)果基本只與終端A發(fā)送信號和復(fù)現(xiàn)信號有關(guān)，確實(shí)可以代表兩者的相關(guān)值，也即這種方式是合理的。那么前面混頻后剩余差頻Δf會保留在積分后的信號序列中，當(dāng)幅度值A(chǔ)(nT)在n＝0,1,2,3,...,N-1變化不大的時(shí)候，對上面的N個(gè)積分值使用FFT求出頻譜，并對應(yīng)到積分前的情況，可得精確頻率估計(jì)值。之所以選取積分后序列，一是降低數(shù)據(jù)量減輕處理器負(fù)擔(dān)；二是消除噪聲和本地發(fā)送的到達(dá)信號的影響。

同時(shí)，當(dāng)ΔfT較小的時(shí)候，(13)式可近似為：

顯然，根據(jù)上式，采用FFT變化，可以精確求得殘余的頻差Δf。

本發(fā)明實(shí)施后的效果分析：

將圖3所示的本發(fā)明方法帶入圖1所示的PCMA自適應(yīng)對消系統(tǒng)中，代替圖1中的時(shí)延和相位估計(jì)環(huán)節(jié)。選擇NCLMS作為自適應(yīng)濾波器，F(xiàn)IR抽頭數(shù)取5，兩路信號采用QPSK調(diào)制，信息速率2mbps，信噪比SNR選擇14dB。

圖4是在系統(tǒng)進(jìn)入跟蹤環(huán)節(jié)之后，讓時(shí)延產(chǎn)生一個(gè)采樣周期的抖動，采用本發(fā)明提供的方法，計(jì)算并調(diào)整時(shí)延和頻差后，超前、即時(shí)路、滯后三支路的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果，超前路和滯后路相對于即時(shí)路相對延時(shí)是相同的，因此兩路相關(guān)值幾乎相等，但小于即時(shí)路相關(guān)值。這說明了本算法頻差沒有收到時(shí)延抖動的影響。同時(shí)也說明了，該方法也能順帶快速捕獲抖動后的時(shí)延。

圖5是采用本發(fā)明提供的方法，帶入圖1所示PCMA自干擾抵消系統(tǒng)，并完成自干擾抵消之后，單路QPSK調(diào)制信號抵消前后信噪比SNR之差?？梢姡琍CMA自干擾系統(tǒng)引入的信噪比惡化低于0.5dB。和COMTECH公司公布的結(jié)果相吻合，證明了本發(fā)明方法的有效性。