本發(fā)明涉及通信信號檢測技術(shù)領(lǐng)域，具體的說是一種適用于IEEE802.15.4的非相干BPSK接收機。

背景技術(shù)：

IEEE 802.15.4是ZigBee，WirelessHART等規(guī)范的基礎(chǔ)，描述了低速率無線個人局域網(wǎng)的物理層和媒體接入控制協(xié)議。其最初工作在868/915MHz、2.4GHz的ISM頻段上，數(shù)據(jù)傳輸速率最高可達250kbps。低功耗、低成本的優(yōu)點使它在數(shù)據(jù)采集、處理與分析，遠程控制精作農(nóng)業(yè)自動化、環(huán)境保護和監(jiān)測等眾多領(lǐng)域獲得了廣泛應(yīng)用。在2011年公布的最新標準中，又加入了314–316MHz,430–434MHz,779–787MHz和950–956MHz工作頻段。

如圖1所示，802.15.4協(xié)議在不同載波頻段上采用調(diào)制方式和數(shù)據(jù)傳輸速率不同。在四個典型的頻段總共提供48個信道：868MHz頻段1個信道，915MHz頻段10個信道，2450MHz頻段16個信道，950MHz頻段21個信道。如圖2所示，在868/915/950-MHz頻段上，信號處理過程相同，只是數(shù)據(jù)速率不同。發(fā)送方首先將物理層數(shù)據(jù)協(xié)議單元(PPDU)的二進制數(shù)據(jù)差分編碼，然后再將差分編碼后的每一以位轉(zhuǎn)換為長度為15的片序列，最后使用BPSK調(diào)制到信道上。差分編碼是將數(shù)據(jù)的每一個原始比特與前一個差分編碼生成的比特進行異或運算：其中E_n是差分編碼的結(jié)果，R_n為要編碼的原始比特，E_n-1是上一次差分編碼的結(jié)果。對每個發(fā)送的數(shù)據(jù)包，R₁是第一個原始比特，計算E₁時假定E₀＝0。差分解碼過程與編碼過程類似：對每個接收到的數(shù)據(jù)包，E₁為第一個需要解碼的比特，計算E₁時假定E₀＝0。如圖3所示，差分編碼后的每個比特被轉(zhuǎn)換為長度為15的片序列。擴頻后的序列使用BPSK調(diào)制方式調(diào)制到載波上。

如圖4所示，IEEE 802.15.4協(xié)議物理層數(shù)據(jù)幀結(jié)構(gòu)的第一個字段是四個字節(jié)的前導碼，收發(fā)器在接收前導碼期間，會根據(jù)前導碼序列的特征完成片同步和符號同步。幀起始分隔符(SFD)字段長度為一個字節(jié)，其值固定為0xA7，表示為一個物理幀的開始，收發(fā)器接收完成前導碼后只能做到數(shù)據(jù)的位同步，通過搜索SFD字段的值0xA7才能同步到字節(jié)上。幀長度由一個字節(jié)的低7位表示，其值就是物理幀負載的長度，因此物理幀負載的長度不會超過127個字節(jié)。物理幀的負載長度可變，稱之為物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元(PSDU)，一般用來承載MAC幀。

如圖5所示為現(xiàn)有技術(shù)中868/915/950-MHz頻段現(xiàn)有技術(shù)典型的復基帶非相干接收機，在對前導碼進行處理時，即1≤m≤J-1時，開關(guān)1閉合，開關(guān)2向下斷開，此時可得到在對PSDU進行檢測判決時，即m≥J時，開關(guān)1斷開，開關(guān)向上閉合，對A₀[m]進行補償后判決。用表示接收的復基帶采樣信號，其中s(k)為待檢測的發(fā)送數(shù)據(jù)，s(k)∈{+1,-1}，ω₀和θ分別為頻率偏移和相位偏移，在整個數(shù)據(jù)幀中保持不變，T_c表示擴頻碼碼片周期，η₀(k)為復基帶加性高斯白噪聲。則圖5所示的檢測過程可歸納為：

步驟一、利用32個比特的前導碼提取頻率偏移信息：

其中，J表示前導碼的比特總數(shù)量，J＝32，N表示擴頻長度，N＝15，1≤m≤J-1，0≤n≤N-1，p[n+Nm]表示前導碼的第m個比特對應(yīng)的第n個碼片的信道接收值，(·)^*表示取共軛運算，η₁表示所有的噪聲項。

步驟二、對PSDU的信道接收數(shù)據(jù)進行比特級差分處理：

其中，r[n+Nm]表示PSDU的第m個比特對應(yīng)的第n個碼片的信道接收值，η₂[m]表示所有的噪聲項，E[m]表示發(fā)送的第m個比特數(shù)據(jù)。

步驟三、利用步驟一中提取的頻偏偏移信息進行檢測判決：

其中，表示接收端判決得到的第m個比特數(shù)據(jù)，Re(·)表示取實部運算。

如上所述，現(xiàn)有的復基帶非相干接收機的不足之處是：由于使用式(1)來提取頻率偏移信息，用式(2)來對PSDU的信道接收數(shù)據(jù)進行差分處理，因此Y₀和A₀[m]中包含的頻率偏移量都為故在式(3)中必須先對Y₀取共軛運算(即要將Y₀中的有用信息變?yōu)楹蟛拍軐₀[m]進行頻率頻率補償。802.15.4網(wǎng)絡(luò)MAC層采用循環(huán)冗余校驗(CRC)來判斷傳輸幀的正確性，自動請求重傳(ARQ)協(xié)議據(jù)此確定傳輸幀是否需要重傳，而沒有采用前向糾錯(FEC)機制。在信道條件較差時，同一數(shù)據(jù)幀可能經(jīng)過多次重傳才能成功接收，則對Y₀取共軛運算也要進行多次。如果數(shù)據(jù)量巨大則多次重傳所導致的大量共軛運算也將消耗可觀的能量，這會降低能量供給匱乏的802.15.4網(wǎng)絡(luò)的使用壽命。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

為了解決現(xiàn)有技術(shù)中的不足，本發(fā)明提供一種適用于IEEE802.15.4的非相干BPSK接收機，工作在868/915/950-MHz段上，具有低計算復雜度和高可靠性的特點。

為了實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用的具體方案為：

一種適用于IEEE802.15.4的非相干BPSK接收機，接收的數(shù)據(jù)幀由四個字節(jié)的前導碼、一個字節(jié)的幀起始分隔符、一個字節(jié)的物理幀頭和若干字節(jié)的物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元組成，其中前導碼和幀起始分隔符分別用于進行數(shù)據(jù)的位同步和字節(jié)同步，物理幀頭用于表征物理層數(shù)據(jù)服務(wù)單元的長度，首先，接收機對接收的數(shù)據(jù)幀的前導碼進行處理，獲取頻率偏移信息；其次，根據(jù)幀起始分隔符和物理幀頭定位物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元，對物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元進行處理以供檢測判決使用；最后，借助從前導碼提取的頻率偏移信息對處理后的物理層數(shù)據(jù)服務(wù)單元進行檢測判決。

作為一種優(yōu)選方案，所述接收機接收的復基帶采樣信號表示為：

其中s(k)為待檢測的發(fā)送數(shù)據(jù)，且s(k)∈{+1,-1}，ω₀和θ分別為頻率偏移和相位偏移，在整個數(shù)據(jù)幀中保持不變，T_c表示擴頻碼碼片周期，η₀(k)為復基帶加性高斯白噪聲，則具體步驟如下：

步驟一、接收機對接收的數(shù)據(jù)幀的前導碼進行處理，獲取頻率偏移信息，前導碼共四個字節(jié)，即32位，計算方法為：

其中，J表示前導碼的比特總數(shù)量，J＝32，N表示擴頻長度，N＝15，1≤m≤J-1，0≤n≤N-1，p[n+Nm]表示前導碼的第m個比特對應(yīng)的第n個碼片的信道接收值，(·)^*表示取共軛運算，η₃表示所有的噪聲項；

步驟二、對物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元進行差分處理：

其中，r[n+Nm]表示物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元的第m個比特對應(yīng)的第n個碼片的信道接收值，η₂[m]表示所有的噪聲項，E[m]表示發(fā)送的第m個比特數(shù)據(jù)；

步驟三、根據(jù)步驟一中提取的頻率偏移信息對驟二中得到的A₀[m]進行頻率補償后對物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元數(shù)據(jù)進行檢測判決：

其中，表示接收機檢測得到的第m個比特數(shù)據(jù)，Re(·)表示取實部運算；

步驟四、檢測結(jié)束后將接收到的物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元數(shù)據(jù)傳送給MAC層。

作為一種優(yōu)選方案，所述接收機接收的復基帶采樣信號表示為：

其中s(k)為待檢測的發(fā)送數(shù)據(jù)，且s(k)∈{+1,-1}，ω₀和θ分別為頻率偏移和相位偏移，在整個數(shù)據(jù)幀中保持不變，T_c表示擴頻碼碼片周期，η₀(k)為復基帶加性高斯白噪聲，則具體步驟如下：

步驟一、收機對接收的數(shù)據(jù)幀的前導碼進行處理，獲取頻率偏移信息，前導碼共四個字節(jié)，即32位，計算方法為：

其中，J表示前導碼的比特總數(shù)量，J＝32，N表示擴頻長度，N＝15，1≤m≤J-1，0≤n≤N-1，p[n+Nm]表示前導碼的第m個比特對應(yīng)的第n個碼片的信道接收值，(·)^*表示取共軛運算，η₁表示所有的噪聲項；

步驟二、對物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元進行差分處理：

其中r[n+Nm]表示物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元的第m個比特對應(yīng)的第n個碼片的信道接收值，E[m]表示發(fā)送的第m個比特數(shù)據(jù)，η₄[m]表示所有的噪聲項；

步驟三、根據(jù)步驟一中提取的頻率偏移信息對驟二種得到的A₀[m]進行頻率補償后對物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元數(shù)據(jù)進行檢測判決：

其中，表示接收機檢測得到的第m個比特數(shù)據(jù)，Re(·)表示取實部運算；

步驟四、檢測結(jié)束后將接收到的物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元數(shù)據(jù)傳送給MAC層。

有益效果：

1、本發(fā)明的兩種工作模式均具有更低的計算復雜度。首先，現(xiàn)有技術(shù)中的非相干接收機分別采用p[n+Nm]·p^*[n+N(m-1)]和r[n+Nm]·r^*[n+N(m-1)]方式對前導碼和PSDU的信道接收數(shù)據(jù)進行處理，故在Y₀和A₀[m]中得到的頻率偏移量都為此后必須對Y₀進行共軛處理得到后才能對A₀[m]中的頻率偏移量進行修正處理；而本發(fā)明的第一種工作模式里步驟一中采用p^*[n+Nm]·p[n+N(m-1)]的方式對前導碼的信道接收數(shù)據(jù)進行處理，故能在Y₀中直接得到因此在步驟三中無需對Y₀進行共軛處理，可直接用Y₀對A₀[m]進行修正。與現(xiàn)有技術(shù)相對比，p[n+Nm]·p^*[n+N(m-1)]和p^*[n+Nm]·p[n+N(m-1)]的實現(xiàn)復雜度相當，而本發(fā)明的第一重工作模式在步驟三中不需對Y₀進行共軛處理，故整體計算復雜度得到降低。其次，本發(fā)明的第二種工作模式里步驟二中對PSDU的信道接收數(shù)據(jù)的處理方式為r^*[n+Nm]·r[n+N(m-1)]，故在A₀[m]中形成的干擾頻率偏移量為Y₀中包含的頻率偏移量為因此在步驟三中無需對Y₀進行共軛處理，可直接用Y₀對A₀[m]進行修正。與現(xiàn)有技術(shù)相對比，r[n+Nm]·r^*[n+N(m-1)]和r^*[n+Nm]·r[n+N(m-1)]的實現(xiàn)復雜度是相當?shù)模诓襟E三中不需對Y₀進行共軛處理，因此整體計算復雜度得到降低。

2、本發(fā)明的兩種工作模式均不會降低檢測性能，從理論上講，本發(fā)明的兩種工作模式在Y₀和A₀[m]中形成的噪聲項的統(tǒng)計特性和現(xiàn)有技術(shù)是完全相同的，在步驟三中采用的判決方案也保持這種統(tǒng)計特性不改變，因此與現(xiàn)有技術(shù)相比其檢測性能不會發(fā)生降低。

3、本發(fā)明能夠延長IEEE 802.15.4網(wǎng)絡(luò)的使用壽命。因為IEEE802.15.4網(wǎng)絡(luò)大多為低速率、低功耗的網(wǎng)絡(luò)，所以其硬件設(shè)備(全功能設(shè)備或者精簡功能設(shè)備)的能源供給都較低，本發(fā)明以更低計算的復雜度實現(xiàn)了相同的檢測性能，因此在信道條件較差，每幀數(shù)據(jù)需多次重傳才能成功接收且數(shù)據(jù)量巨大的場景下能節(jié)約可觀的能量，從而延長IEEE 802.15.4網(wǎng)絡(luò)的使用壽命。

附圖說明

圖1為IEEE 802.15.4協(xié)議物理層四個頻段基本特性圖；

圖2為IEEE 802.15.4協(xié)議868/915/950-MHz頻段物理層數(shù)據(jù)發(fā)送過程圖；

圖3為IEEE 802.15.4協(xié)議868/915/950-MHz頻段擴頻映射方式圖；

圖4為IEEE 802.15.4協(xié)議物理層幀結(jié)構(gòu)圖；

圖5為IEEE 802.15.4協(xié)議868/915/950-MHz頻段現(xiàn)有技術(shù)中典型的復基帶非相干接收機圖；

圖6為本發(fā)明公布的接收機的第一種工作模式圖；

圖7為本發(fā)明公布的接收機的第二種工作模式圖；

圖8為傳統(tǒng)接收機和本發(fā)明公布的接收機的檢測性能比較圖。

具體實施方式

下面根據(jù)附圖具體說明本發(fā)明的實施方式。

一種適用于IEEE802.15.4的非相干BPSK接收機，接收的數(shù)據(jù)幀由四個字節(jié)的前導碼、一個字節(jié)的幀起始分隔符、一個字節(jié)的物理幀頭和若干字節(jié)的物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元組成，其中前導碼和幀起始分隔符分別用于進行數(shù)據(jù)的位同步和字節(jié)同步，物理幀頭用于表征物理層數(shù)據(jù)服務(wù)單元的長度。首先，接收機對接收的數(shù)據(jù)幀的前導碼進行處理，獲取頻率偏移信息；其次，根據(jù)幀起始分隔符和物理幀頭定位物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元，對物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元進行處理以供檢測判決使用；最后，借助從前導碼提取的頻率偏移信息對處理后的物理層數(shù)據(jù)服務(wù)單元進行檢測判決。

如圖6所示，作為一種優(yōu)選方案，本發(fā)明所述接收機的第一種工作模式為：在對前導碼進行處理，即1≤m≤J-1時，雙向開關(guān)1和2向下閉合，開關(guān)3閉合，開關(guān)4向下斷開，此時可得到Y(jié)₀。在對PSDU進行檢測判決，即m≥J時，雙向開關(guān)1和2向上閉合，開關(guān)3斷開，開關(guān)4向上閉合，直接用Y₀對A₀[m]進行補償后判決。檢測判決過程歸納如下：

所述接收機接收的復基帶采樣信號表示為：

其中s(k)為待檢測的發(fā)送數(shù)據(jù)，且s(k)∈{+1,-1}，ω₀和θ分別為頻率偏移和相位偏移，在整個數(shù)據(jù)幀中保持不變，T_c表示擴頻碼碼片周期，η₀(k)為復基帶加性高斯白噪聲，則具體步驟如下：

步驟一、接收機對接收的數(shù)據(jù)幀的前導碼進行處理，獲取頻率偏移信息，前導碼共四個字節(jié)，即32位，具體的計算方法為：

其中，J表示前導碼的比特總數(shù)量，J＝32，N表示擴頻長度，N＝15，1≤m≤J-1，0≤n≤N-1，p[n+Nm]表示前導碼的第m個比特對應(yīng)的第n個碼片的信道接收值，(·)^*表示取共軛運算，η₃表示所有的噪聲項；

步驟二、對物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元進行差分處理，具體的計算過程為：

其中，r[n+Nm]表示物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元的第m個比特對應(yīng)的第n個碼片的信道接收值，η₂[m]表示所有的噪聲項，E[m]表示發(fā)送的第m個比特數(shù)據(jù)；

步驟三、根據(jù)步驟一中提取的頻率偏移信息對驟二中得到的A₀[m]進行頻率補償后對物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元數(shù)據(jù)進行檢測判決：

其中，表示接收機檢測得到的第m個比特數(shù)據(jù)，Re(·)表示取實部運算；

步驟四、檢測結(jié)束后將接收到的物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元數(shù)據(jù)傳送給MAC層。

如圖7所示，作為一種優(yōu)選方案，本發(fā)明所述接收機的第二種工作模式為：在對前導碼進行處理，即1≤m≤J-1時，雙向開關(guān)1和2向上閉合，開關(guān)3閉合，開關(guān)4向下斷開，此時可得到Y(jié)₀。在對PSDU進行檢測判決，即m≥J時，雙向開關(guān)1和2向下閉合，開關(guān)3斷開，開關(guān)4向上閉合，直接用Y₀對A₀[m]進行補償后判決。檢測判決過程歸納如下：

所述接收機接收的復基帶采樣信號表示為：

其中s(k)為待檢測的發(fā)送數(shù)據(jù)，且s(k)∈{+1,-1}，ω₀和θ分別為頻率偏移和相位偏移，在整個數(shù)據(jù)幀中保持不變，T_c表示擴頻碼碼片周期，η₀(k)為復基帶加性高斯白噪聲，則具體步驟如下：

步驟一、收機對接收的數(shù)據(jù)幀的前導碼進行處理，獲取頻率偏移信息，前導碼共32位，具體的計算過程為為：

其中，J表示前導碼的比特總數(shù)量，J＝32，N表示擴頻長度，N＝15，1≤m≤J-1，0≤n≤N-1，p[n+Nm]表示前導碼的第m個比特對應(yīng)的第n個碼片的信道接收值，(·)^*表示取共軛運算，η₁表示所有的噪聲項；

步驟二、對物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元進行差分處理，具體的計算過程為：

其中r[n+Nm]表示物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元的第m個比特對應(yīng)的第n個碼片的信道接收值，E[m]表示發(fā)送的第m個比特數(shù)據(jù)，η₄[m]表示所有的噪聲項；

步驟三、根據(jù)步驟一中提取的頻率偏移信息對驟二種得到的A₀[m]進行頻率補償后對物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元數(shù)據(jù)進行檢測判決：

其中，表示接收機檢測得到的第m個比特數(shù)據(jù)，Re(·)表示取實部運算；

步驟四、檢測結(jié)束后將接收到的物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元數(shù)據(jù)傳送給MAC層。

本發(fā)明的理論依據(jù)闡述如下。

首先，IEEE 802.15.4協(xié)議868/915/950-MHz頻段物理層采用的BPSK調(diào)制，其發(fā)送的雙極性擴頻碼碼片數(shù)據(jù)取值范圍為s(k)∈{+1,-1}。由于前導碼為32個比特的全零序列)，因此s(k)·s^*(k-N)＝s^*(k)·s(k-N)＝1?？梢?，本發(fā)明公布方案的第一種工作模式通過公式(4)對前導碼的信道接收數(shù)據(jù)進行處理后，只是將現(xiàn)有技術(shù)Y₀中的項變?yōu)榱藳]有對A₀[m]做任何改變，故可直接用Y₀對A₀[m]進行修正，完全不影響對PSDU有用數(shù)據(jù)的正常檢測判決。

其次，由于s(k)∈{+1,-1}，故有s(k)·s^*(k-N)＝s^*(k)·s(k-N)＝s(k)·s(k-N)∈{+1,-1}?？梢?，本發(fā)明公布方案的第二種工作模式通過公式(8)對PSDU的信道接收數(shù)據(jù)進行處理后，只是將現(xiàn)有技術(shù)A₀[m]中的項變?yōu)榱藳]有對Y₀做任何改變，故可直接用Y₀對A₀[m]進行修正，完全不影響對PSDU有用數(shù)據(jù)的正常檢測判決。

最后，分別將現(xiàn)有技術(shù)Y₀和A₀[m]中的項變?yōu)榱斯时景l(fā)明公布方案的兩種工作模式在步驟三中可以采用與傳統(tǒng)接收機完全相同的判決方法。

如圖8所示，對現(xiàn)有技術(shù)中的接收機及本發(fā)明所述接收機的兩種工作模式進行仿真。仿真中采用的載波頻率為924MHz，頻率偏移為80ppm，相位偏移θ在(0，2π]內(nèi)服從均勻分布，PSDU的數(shù)據(jù)長度為20個字節(jié)，每個信噪比下至少采集3000幀錯誤。由仿真結(jié)果可見，本發(fā)明公布的接收機兩種工作模式的檢測性能與傳統(tǒng)接收機完全相同。