本發(fā)明屬于無(wú)線通信技術(shù)領(lǐng)域，涉及通信與測(cè)控領(lǐng)域中的一種單脈沖單通道跟蹤接收機(jī)技術(shù)，可用于對(duì)目標(biāo)的捕獲、跟蹤。

背景技術(shù)：

在超寬帶通信系統(tǒng)中，通常設(shè)計(jì)一窄波束高增益定向天線，采用自跟蹤雷達(dá)穩(wěn)定地跟蹤目標(biāo)，確保接收信號(hào)的功率大小，保障數(shù)據(jù)的遠(yuǎn)距離可靠傳輸。針對(duì)目前常用的單脈沖單通道雷達(dá)跟蹤系統(tǒng)，跟蹤接收機(jī)分為0/π調(diào)制和四相調(diào)制兩種調(diào)制方法，將射頻饋源網(wǎng)絡(luò)輸出的和差信號(hào)采用不同調(diào)制方式合為一路信號(hào)，通過(guò)對(duì)應(yīng)方法解調(diào)角度差信息，并將其傳遞給伺服系統(tǒng)，驅(qū)動(dòng)天線對(duì)準(zhǔn)目標(biāo)。因此，對(duì)跟蹤接收機(jī)測(cè)角精度的研究有重要意義。

Adams.Norman.H.、Sequeira.H.Brian和Bray.Matthew等人在“Monopulse autotrack methods using software-defined radios”(IEEE Aerospace Confere--nce,2015(3))中提出改進(jìn)后的0/π調(diào)制方法，對(duì)正交合并后的差路信號(hào)進(jìn)行0/π兩相調(diào)制，利用鎖相環(huán)技術(shù)實(shí)現(xiàn)相干檢波解調(diào)角度差信息，跟蹤性能優(yōu)異，但不足之處在于該方法僅適用于單載波接收信號(hào)。

為了將0/π調(diào)制方法適用于任何形式的接收信號(hào)，李瑞榜早在“擴(kuò)頻信號(hào)跟蹤測(cè)角技術(shù)研究”(無(wú)線電工程，2004(1))中提出了一種改進(jìn)方法，該方法對(duì)兩路差信號(hào)用一組正交的低頻調(diào)制方波分別進(jìn)行0/π兩相調(diào)制，接收機(jī)通過(guò)時(shí)域相關(guān)完成信號(hào)能量累計(jì)，以解調(diào)角度差信息。但不足之處在于時(shí)域相關(guān)過(guò)程中引入噪聲能量，使系統(tǒng)的應(yīng)用局限于高信噪比環(huán)境中。

王小妹在“寬帶雷達(dá)信號(hào)接收系統(tǒng)單脈沖單通道跟蹤接收機(jī)技術(shù)研究”(西安電子科技大學(xué)論文，2011(10))中介紹了四相調(diào)制方法，對(duì)正交合并后的差路信號(hào)進(jìn)行四相調(diào)制，通過(guò)移位相關(guān)運(yùn)算獲得包絡(luò)幅度，解調(diào)角度差信息，適用于任何形式的接收信號(hào)，但不足之處在于跟蹤性能較差。

此外，上述兩種測(cè)角方法對(duì)和差通道的相位一致性(交叉耦合特性)要求很高，需滿足使得硬件成本和難度大大增加。同時(shí)，低頻調(diào)制方波無(wú)法在跟蹤接收機(jī)與射頻網(wǎng)絡(luò)前段始終保持同相，隨時(shí)間推移或外界環(huán)境改變，該相位偏差會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)測(cè)角性能下降?，F(xiàn)有的寬帶信號(hào)測(cè)角方法無(wú)法兼顧高精度測(cè)角及低硬件要求。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

為了克服現(xiàn)有技術(shù)的不足，本發(fā)明提供一種基于正交移位一點(diǎn)相關(guān)包絡(luò)檢波技術(shù)的正交0/π調(diào)制方法，該方法和差通道相位一致性只需滿足低頻調(diào)制方波在跟蹤接收機(jī)與射頻網(wǎng)絡(luò)前段允許出現(xiàn)可容忍的相差，本地載頻與中頻頻率無(wú)需完全一致，利于硬件工程實(shí)現(xiàn)，系統(tǒng)自跟蹤性能優(yōu)異。

本發(fā)明解決其技術(shù)問(wèn)題所采用的技術(shù)方案包括以下步驟：

1)跟蹤接收機(jī)接收到饋源網(wǎng)絡(luò)輸出的和信號(hào)、方位差和俯仰差三路信號(hào)，通過(guò)一對(duì)正交的低頻調(diào)制方波，分別對(duì)方位差和俯仰差信號(hào)進(jìn)行0/π調(diào)制；

2)調(diào)制后的兩路差信號(hào)與和信號(hào)相加，合成單通道跟蹤信號(hào)；

3)單通道跟蹤信號(hào)進(jìn)行帶通濾波，通帶大小為信號(hào)帶寬的1/6；

4)濾波后的單通道跟蹤信號(hào)經(jīng)過(guò)正交下變頻變?yōu)镮、Q兩路基帶信號(hào)，分別通過(guò)低通濾波后進(jìn)行下采樣處理，每個(gè)符號(hào)的采樣點(diǎn)數(shù)不小于4；

5)根據(jù)步驟1)采用的一對(duì)正交低頻調(diào)制方波，將時(shí)間分為4個(gè)時(shí)隙；在每一個(gè)時(shí)隙內(nèi)，I、Q兩路信號(hào)首尾處各去除N個(gè)采樣點(diǎn)，分別延時(shí)一個(gè)采樣點(diǎn)做自相關(guān)運(yùn)算，完成能量累計(jì)，然后二者做求模運(yùn)算，最終依次輸出4個(gè)時(shí)隙的總能量值；

6)將四個(gè)總能量值的最大值與設(shè)定的門限比較，若四個(gè)總能量值的最大值大于門限值，則執(zhí)行步驟7)；否則，返回步驟5)；

7)根據(jù)輸出的四個(gè)總能量值，通過(guò)加減運(yùn)算解調(diào)出兩路差信號(hào)以及和信號(hào)大小，并作歸一化處理，得到方位差和俯仰差電平；

8)多次統(tǒng)計(jì)方位差和俯仰差電平，求平均值，送給伺服系統(tǒng)。

本發(fā)明的有益效果是：以正交0/π調(diào)制方法為原型做出改進(jìn)，減小和差信號(hào)之間的交叉耦合，降低了跟蹤接收機(jī)對(duì)和差通道對(duì)相位一致性的要求；針對(duì)不同波形速率的接收信號(hào)，在A/D轉(zhuǎn)換之前，采用小部分頻帶技術(shù)，統(tǒng)一經(jīng)過(guò)一個(gè)窄帶帶通濾波器，避免了不同速率信號(hào)之間來(lái)回切換濾波器的問(wèn)題；包絡(luò)檢波技術(shù)采用正交移位一點(diǎn)相關(guān)技術(shù)，通過(guò)下變頻為正交I、Q兩路信號(hào)，分別移位一點(diǎn)相關(guān)后求模得出信號(hào)包絡(luò)，采用該技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)是本地載頻與中頻無(wú)需完全一致，解決了工程實(shí)現(xiàn)中的殘留載頻問(wèn)題。在包絡(luò)檢波時(shí)，I、Q兩路信號(hào)首尾各去除N個(gè)采樣點(diǎn)，避免低頻調(diào)制方波組在基帶信號(hào)端與射頻網(wǎng)絡(luò)端的相位偏差所造成的影響，其中，相位延時(shí)Δt與去除采樣點(diǎn)數(shù)N的關(guān)系為Δt＝±N/f_s。

附圖說(shuō)明

圖1是本發(fā)明的跟蹤接收機(jī)工作原理圖。

圖2是下變頻下采樣及正交移位一點(diǎn)相關(guān)包絡(luò)檢波原理圖。

圖3是角誤差百分比與和差通道相位差關(guān)系仿真圖。

圖4是角誤差百分比與信噪比關(guān)系仿真圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖和實(shí)施例對(duì)本發(fā)明進(jìn)一步說(shuō)明，本發(fā)明包括但不僅限于下述實(shí)施例。

本發(fā)明的技術(shù)思路是，通過(guò)時(shí)分開(kāi)關(guān)分別實(shí)現(xiàn)兩路差信號(hào)的0/π調(diào)制，降低測(cè)角性能對(duì)和差通道相位一致性的敏感度；總合成信號(hào)通過(guò)窄帶濾波器，將不同速率波形的下行通道通過(guò)一個(gè)通道實(shí)現(xiàn)，降低硬件成本；經(jīng)過(guò)正交下變頻得到I、Q兩路基帶信號(hào)，分別錯(cuò)開(kāi)一個(gè)采樣點(diǎn)做自相關(guān)，更準(zhǔn)確地累計(jì)信號(hào)能量，同時(shí)解決工程實(shí)現(xiàn)中的殘留載波問(wèn)題；每個(gè)時(shí)隙內(nèi)的首尾部分采樣點(diǎn)不做相關(guān)運(yùn)算，避免低頻調(diào)制方波組在基帶信號(hào)端與射頻網(wǎng)絡(luò)端的相位偏差影響。

本發(fā)明實(shí)現(xiàn)步驟如下：

1)跟蹤接收機(jī)接收到饋源網(wǎng)絡(luò)輸出的和信號(hào)、方位差和俯仰差三路信號(hào)，通過(guò)一對(duì)正交的低頻調(diào)制方波，分別對(duì)方位差和俯仰差信號(hào)進(jìn)行0/π調(diào)制；

2)調(diào)制后的兩路差信號(hào)相加成總的差信號(hào)，經(jīng)過(guò)一個(gè)定向耦合器，再與和信號(hào)相加，合成單通道跟蹤信號(hào)；

3)總合成信號(hào)通過(guò)一個(gè)窄帶的帶通濾波器(濾波器的通帶大小一般選為信號(hào)帶寬的1/6)；

4)經(jīng)過(guò)正交下變頻變?yōu)镮、Q兩路基帶信號(hào)，分別通過(guò)低通濾波器后，再進(jìn)行下采樣處理(每個(gè)符號(hào)的采樣點(diǎn)數(shù)一般不小于4)；

5)根據(jù)步驟1)采用的一對(duì)正交低頻調(diào)制方波，將時(shí)間分為4個(gè)時(shí)隙。在每一個(gè)時(shí)隙內(nèi)，I、Q兩路信號(hào)首尾處各去除N個(gè)采樣點(diǎn)(去除的采樣點(diǎn)數(shù)N由正交調(diào)制方波的容許相位延時(shí)確定)，分別延時(shí)一個(gè)采樣點(diǎn)做自相關(guān)運(yùn)算，完成能量累計(jì)，然后二者做求模運(yùn)算，最終依次輸出4個(gè)時(shí)隙的總能量值；

6)將步驟5)得到的四個(gè)總能量值的最大值與設(shè)置門限(門限一般設(shè)置為無(wú)噪聲條件下相關(guān)峰值的0.8倍)比較，判斷通信信號(hào)是否到來(lái)，若總能量值的最大值大于門限值，則執(zhí)行步驟7)；否則，返回步驟5)；

7)根據(jù)輸出的四個(gè)總能量值，通過(guò)加減運(yùn)算解調(diào)出兩路差信號(hào)以及和信號(hào)大小，并作歸一化處理，得到方位差和俯仰差電平；

8)多次統(tǒng)計(jì)方位差和俯仰差電平，求平均值，送給伺服系統(tǒng)。

參照附圖1和附圖2，本發(fā)明的具體實(shí)現(xiàn)步驟如下文描述。

1)假設(shè)天線饋源網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的三通道信號(hào)為：和信號(hào)U_∑、方位差信號(hào)U_A和俯仰差信號(hào)U_E，則

|U_A|＝kμθ_A|U_∑|，|U_E|＝kμθ_E|U_∑|

其中，θ_A和θ_E分別為方位誤差角和俯仰誤差角，k為和差通道耦合系數(shù)，μ為天線差斜率。通過(guò)兩組正交的低頻調(diào)制方波c₁(t)和c₂(t)分別對(duì)方位差和俯仰差信號(hào)進(jìn)行0/π調(diào)制，即(c₁(t),c₂(t))取值為(0,0),(0,1),(1,1),(1,0)時(shí)，方位和俯仰誤差信號(hào)分別移相(0°，0°)，(0°，180°)，(180°，180°)，(180°，0°)。

2)將四相調(diào)制后的信號(hào)與和信號(hào)相加，得到總合成信號(hào)。合成信號(hào)在不同時(shí)隙下的幅度為

U₁＝[1+kμ(θ_A+θ_E)]U_∑，當(dāng)(c₁(t),c₂(t))＝(0,0)時(shí)，

U₂＝[1+kμ(θ_A-θ_E)]U_∑，當(dāng)(c₁(t),c₂(t))＝(0,1)時(shí)，

U₃＝[1-kμ(θ_A+θ_E)]U_∑，當(dāng)(c₁(t),c₂(t))＝(1,1)時(shí)，

U₄＝[1-kμ(θ_A-θ_E)]U_∑，當(dāng)(c₁(t),c₂(t))＝(1,0)時(shí)。

3)總合成信號(hào)通過(guò)一個(gè)窄帶的帶通濾波器(濾波器的通帶大小一般選為信號(hào)帶寬的1/6)。

4)合成信號(hào)經(jīng)過(guò)正交下變頻變?yōu)镮、Q兩路基帶信號(hào)，分別通過(guò)低通濾波器后，再進(jìn)行下采樣處理(每個(gè)符號(hào)的采樣點(diǎn)數(shù)一般不小于4)。

5)以前文提及的一對(duì)低頻方波信號(hào)c₁(t)、c₂(t)為基準(zhǔn)，將時(shí)間分為四個(gè)時(shí)隙。在每一個(gè)時(shí)隙內(nèi)，兩路信號(hào)首尾各去除N個(gè)采樣點(diǎn)(去除的采樣點(diǎn)數(shù)N由正交調(diào)制方波的容許相位延時(shí)確定)，分別延時(shí)一個(gè)采樣點(diǎn)做自相關(guān)運(yùn)算，完成能量累計(jì)，然后二者做求模運(yùn)算，輸出總能量值和假設(shè)每個(gè)時(shí)隙內(nèi)I，Q兩路信號(hào)的采樣點(diǎn)為(U_1I(1),U_1I(2),…,U_1I(L))和(U_1Q(1),U_1Q(2),…,U_1Q(L))，則有

其中，L為每個(gè)時(shí)隙內(nèi)采樣點(diǎn)數(shù)，f_s為采樣頻率，可容忍相位延時(shí)為Δt＝±N/f_s。

6)設(shè)定判決門限為η₀(門限一般設(shè)置為無(wú)噪聲條件下相關(guān)峰值的0.8倍)，如果滿足關(guān)系式(1)：則根據(jù)四個(gè)時(shí)隙的總能量值解調(diào)角度差信息；否則，繼續(xù)判斷直至關(guān)系式(1)成立。

7)設(shè)和為未歸一化的方位和俯仰誤差電平，則

由此，可得出歸一化后的方位和俯仰誤差電平和

8)統(tǒng)計(jì)M次方位和俯仰誤差電平，求均值作為最終角度差信息，將其送至伺服系統(tǒng)，有

本發(fā)明的有益效果可通過(guò)以下仿真進(jìn)一步說(shuō)明。為方便敘述，下文命名正交0/π調(diào)制方法、四相調(diào)制方法和0/π調(diào)制方法為方法1、2和3。

1.仿真條件

在Simulink平臺(tái)搭建跟蹤接收機(jī)方法1和2仿真系統(tǒng)，仿真參數(shù)設(shè)置如下：接收信號(hào)形式QPSK，信號(hào)比特率100Mbps，方位電平0.7，俯仰電平0.4，和信號(hào)電平2，低頻調(diào)制方波10KHz，信噪比8dB，采樣率400MHz。

方法3仿真參數(shù)設(shè)置如下：接收信號(hào)形式信標(biāo)信號(hào)，頻率100MHz，方位電平0.7，俯仰電平0.4，和信號(hào)電平2，低頻調(diào)制方波10KHz，信噪比8dB，采樣率400MHz。

2.仿真內(nèi)容和結(jié)果

仿真一：

用本發(fā)明的跟蹤接收機(jī)方法1與傳統(tǒng)的四相調(diào)制方法2和0/π調(diào)制方法3在上述仿真條件下，對(duì)測(cè)角誤差與隨差通道相位差變化的性能進(jìn)行仿真比較，仿真結(jié)果如附圖3所示。

方法1、2和3的測(cè)角誤差與和差通道相位差的關(guān)系如圖4-1所示。在和差通道范圍[-20°,20°]時(shí)，方法1的測(cè)角誤差百分比控制在1/10以內(nèi)，而方法2和3的測(cè)角誤差百分比接近60％。相比于方法2和3，方法1對(duì)和差通道相位一致性要求更低，易于硬件實(shí)現(xiàn)和降低成本。

仿真二：

用本發(fā)明的跟蹤接收機(jī)方法1與傳統(tǒng)的四相調(diào)制方法2和0/π調(diào)制方法3在上述仿真條件下，對(duì)測(cè)角誤差隨信噪比變化的性能進(jìn)行仿真比較，仿真結(jié)果如附圖4所示。

方法1、2和3的測(cè)角誤差與信噪比的關(guān)系如圖4-2所示。當(dāng)信噪比在范圍[0 10]dB時(shí)，方法1和3的測(cè)角誤差百分比控制在3‰以內(nèi)，而方法2的測(cè)角誤差百分比小于2％。相比于方法2，方法1和方法3可工作的信噪比范圍更大。