本發(fā)明涉及接收器電路，所述接收器電路包括提供同信道干擾補償(cic)的接收器電路。

背景技術(shù)：

fm頻帶的帶內(nèi)同信道(iboc)數(shù)字無線電廣播標準由國家電視系統(tǒng)委員會(nrsc)(nationalradiosystemscommittee)所公布的“帶內(nèi)/同信道數(shù)字無線電廣播標準(in-band/on-channeldigitalradiobroadcastingstandard)”文件的fm部分限定。此文件也是所傳輸?shù)膇boc信號的基礎(chǔ)，所述iboc信號可以被由hdradio^tm認證的接收器接收。hdradio^tm傳輸也是基于“(hdradio^tm空中接口設(shè)計描述層1fm)hdradio^tmairinterfacedesigndescriptionlayer1fm”，文件編號：第sy_idd_1011sg號rev.g，2011年8月23日。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

根據(jù)本發(fā)明的第一方面，本發(fā)明提供一種接收器電路，所述接收器電路包括：

輸入端，所述輸入端被配置成接收輸入信號；

干擾信號強度計算器，所述干擾信號強度計算器被配置成基于輸入信號來確定干擾信號強度指示符；

補償區(qū)塊，所述補償區(qū)塊被配置成對輸入信號施加同信道干擾補償操作，以便產(chǎn)生補償輸入信號；

補償加權(quán)組件，所述補償加權(quán)組件被配置成對補償輸入信號施加補償加權(quán)因數(shù)，以便產(chǎn)生加權(quán)補償輸入信號，其中所述補償加權(quán)因數(shù)是基于干擾信號強度指示符；

延遲區(qū)塊，所述延遲區(qū)塊被配置成對輸入信號施加延遲，以便產(chǎn)生延遲輸入信號；

延遲加權(quán)組件，所述延遲加權(quán)組件被配置成對延遲輸入信號施加延遲加權(quán)因數(shù)，以便產(chǎn)生加權(quán)延遲輸入信號，其中所述延遲加權(quán)因數(shù)是基于干擾信號強度指示符；以及

信號合路器，所述信號合路器被配置成將加權(quán)延遲輸入信號與加權(quán)補償輸入信號組合，以便提供用于解調(diào)的組合輸入信號。

通過使用補償輸入信號與延遲輸入信號的加權(quán)組合，可以實現(xiàn)良好的靈敏度增益。

在一個或多個實施例中，延遲加權(quán)組件、補償加權(quán)組件以及信號合路器被配置成根據(jù)干擾信號強度指示符對補償輸入信號和延遲輸入信號施加混合加權(quán)。

在一個或多個實施例中，輸入信號包括帶內(nèi)同信道信號的數(shù)字上邊帶信號或數(shù)字下邊帶信號。

在一個或多個實施例中，數(shù)字上邊帶信號和數(shù)字下邊帶信號包括ofdm信號。

在一個或多個實施例中，接收器電路另外包括一種濾波器，所述濾波器被配置成接收接收器信號，并向輸入端提供輸入信號。接收器信號可以包括帶內(nèi)同信道信號，所述帶內(nèi)同信道信號包括中央fm信號、數(shù)字上邊帶信號以及數(shù)字下邊帶信號。濾波器可以被配置成過濾出頻率在數(shù)字上邊帶和數(shù)字下邊帶的信號頻率之外的信號。

在一個或多個實施例中，干擾信號強度指示符被配置成提供關(guān)于輸入信號為ofdm信號的程度的指示符。干擾信號強度指示符可以被配置成提供關(guān)于輸入信號為恒定模數(shù)信號的程度的指示符。

在一個或多個實施例中，干擾信號強度計算器包括二階矩計算器。干擾信號強度指示符可以包括基于二階矩的比率?；诙A矩的比率可以包括以下兩者之間的比率：

輸入信號(e{y²})的絕對值平方的方差；和

輸入信號((e{y})²)的絕對平方值的均方。

在一個或多個實施例中，干擾信號強度指示符可采用零與一之間的值。補償加權(quán)因數(shù)可以為一減去干擾信號強度指示符。延遲加權(quán)因數(shù)可以是干擾信號強度指示符。

在一個或多個實施例中，干擾信號強度計算器被配置成：

當輸入信號為ofdm信號時，將干擾信號強度指示符的值設(shè)置成第一值，所述第一值可以是1；

當輸入信號為恒定模數(shù)信號時，將干擾信號強度指示符的值設(shè)置成第二值，所述第二值可以是0；和

當輸入信號包括恒定模數(shù)信號和ofdm信號兩者時，將干擾信號強度指示符的值設(shè)置成在所述第一值與所述第二值之間的值。

在一個或多個實施例中，接收器電路另外包括解調(diào)器，所述解調(diào)器被配置成解調(diào)組合輸入信號。

在一個或多個實施例中，補償區(qū)塊被配置成對輸入信號施加連續(xù)遍歷算法，以便產(chǎn)生補償輸入信號。

可以提供一種處理輸入信號的方法，所述方法包括：

確定輸入信號的干擾信號強度指示符；

對輸入信號施加同信道干擾補償操作，以便產(chǎn)生補償輸入信號；

對補償輸入信號施加補償加權(quán)因數(shù)，以便產(chǎn)生加權(quán)補償輸入信號，其中所述補償加權(quán)因數(shù)是基于干擾信號強度指示符；

對輸入信號施加延遲，以便產(chǎn)生延遲輸入信號；

對延遲輸入信號施加延遲加權(quán)因數(shù)，以便產(chǎn)生加權(quán)延遲輸入信號，其中所述延遲加權(quán)因數(shù)是基于干擾信號強度指示符；以及

將加權(quán)延遲輸入信號與加權(quán)補償輸入信號組合，以便提供用于解調(diào)的組合輸入信號。

可以提供一種汽車無線電接收器系統(tǒng)，所述汽車無線電接收器系統(tǒng)包括本文中所公開的任一接收器電路或其被配置成執(zhí)行本文中公開的任一方法。

可以提供一種集成電路或電子裝置，所述集成電路或電子裝置包括本文中所公開的任一電路或系統(tǒng)。

盡管本發(fā)明容許各種修改和替代形式，但其細節(jié)已借助于例子在附圖中示出并且將詳細地描述。然而，應(yīng)理解，也可能存在除所描述的特定實施例以外的其它實施例。屬于所附權(quán)利要求書的精神及范圍內(nèi)的所有修改、等效物以及替代實施例也涵蓋在其中。

以上論述并不旨在呈現(xiàn)當前或未來權(quán)利要求集的范圍內(nèi)的每一個示例實施例或每一個實施方案。以下圖式和“具體實施方式”還示例各種示例實施例。結(jié)合“附圖說明”考慮以下“具體實施方式”可以更全面地理解各種示例實施例。

附圖說明

現(xiàn)將僅借助于例子參看附圖來描述一個或多個實施例，附圖中：

圖1示出一種類型的iboc信號的簡化形式；

圖2a和2b示出圖1的iboc信號，以及第1鄰近下和上相鄰fm信道；

圖3示出具有下和上第1鄰近(fm)干擾信號的(h)iboc傳輸?shù)墓β首V密度(psd)估算值的周期圖；

圖4示出iboc信號的全數(shù)字實施方案的譜標繪圖；

圖5示出用于針對同信道干擾補償(cic)施加連續(xù)遍歷(colt)算法的示例電路；

圖6示出用于針對(h)iboc信號的數(shù)字調(diào)制ofdm部分執(zhí)行同信道干擾補償(cic)的示例電路；

圖7示出接收器電路的示例性實施例；

圖8示出雙路徑cic接收器系統(tǒng)的框圖的示例性實施例；

圖9示出具有兩個較強第1鄰近fm干擾信號的穩(wěn)定awgn信道的誤碼概率；以及

圖10示意性地示出處理輸入信號的方法的示例性實施例。

具體實施方式

圖1示出一種類型的iboc信號100的簡化形式，所述iboc信號100是所謂的“混合ibocfm”信號，并且在本文中表示為“混合iboc”。在水平軸線上示出頻率，用0hz表示載波頻率。圖1的垂直方向表示功率。

混合信號100是模擬fm信號110與數(shù)字調(diào)制信號112、114的組合/疊加。模擬fm信號110占用200khz的帶寬，所述200khz的帶寬在-100khz與100khz之間，并且表示以載波頻率為中心的中央部分。數(shù)字調(diào)制信號112、114占用約200khz的帶寬。然而，數(shù)字調(diào)制信號被分成下邊帶112和上邊帶114，每一邊帶的帶寬大致為100khz。下邊帶譜定位在比載波頻率低100khz的距離處。上邊帶114頻譜定位在比載波頻率高100khz的距離處。以此方式，下邊帶112低于中央部分的最低頻率，并且上邊帶114高于中央部分的最高頻率。數(shù)字調(diào)制信號112、114可以使用正交頻分多路復用(ofdm)，其中副載波的數(shù)量能夠隨所選服務(wù)/傳輸模式而變化。

數(shù)字調(diào)制信號112、114的總功率可以比模擬主fm信號110的功率小約一百倍?；旌蟟boc信號100可以因此被視為噪音fm信號。

所謂的“信道柵格”限定用于模擬fm信號的保留信道帶寬。如圖1中的模擬中央部分110示出，通過調(diào)節(jié)，頻帶ii的信道帶寬為200khz。其結(jié)果是，下和上數(shù)字ofdm邊帶112、114可以對應(yīng)于第1鄰近下和上相鄰fm信道的頻率范圍。將參見圖2a和2b另外對此進行另外描述。

圖2a示出圖1的iboc信號，以及第1鄰近下相鄰fm信道220a和第1鄰近上相鄰fm信道230a。

(h)iboc信號的主要邊帶212、214占用下相鄰信道220a的約100khz，占用上相鄰信道230a的約100khz。由于主要邊帶212、214超出此200khz柵格，其容易受到相鄰信道的干擾，所述干擾為第1鄰近(fm)干擾。因此，(h)iboc傳輸?shù)拿總€第1鄰近(fm)信號220a、230a可以對數(shù)字調(diào)制下邊帶和上邊帶212、214造成同信道干擾。

可以通過調(diào)節(jié)使同信道干擾達到更大的功率，所述功率比數(shù)字調(diào)制下邊帶和上邊帶212、214的功率大一百倍。此外，第1鄰近干擾信號220a、230a兩者可以同時存在，因此，在這種狀況下，相鄰fm傳輸導致下邊帶和上邊帶212、214均失真。

圖2b示出圖1的iboc信號，以及第1鄰近相鄰fm信道220b、230b。與圖2a相比，第1鄰近下相鄰fm信道220b和第1鄰近上相鄰fm信道230b的功率小于它們所干擾的相應(yīng)數(shù)字調(diào)制下和上邊帶212、214的功率。如將在下文中論述，圖7的電路可以充分地解碼信號，而與第1鄰近相鄰fm信道220b、230b的強度無關(guān)。

圖3示出具有下和上第1鄰近(fm)干擾信號的(h)iboc傳輸?shù)墓β首V密度(psd)估算值的周期圖。圖3中的信號的各種部分已經(jīng)被給定與圖2a中示出的信號的相應(yīng)部分相同的參考標號。

圖3示出，實際上，下第1鄰近相鄰fm傳輸320(淺灰色曲線)和上第1鄰近相鄰fm傳輸(深灰色曲線)330分別造成(h)iboc傳輸(黑色曲線)的下邊帶和上邊帶312、314嚴重失真

可以使用“帶內(nèi)同信道”(iboc)無線電傳輸系統(tǒng)，以此來在同一頻率上同時傳輸數(shù)字無線電和模擬無線電廣播信號。如將在下文中論述，也存在兩種數(shù)字信號被組合在其中的全數(shù)字形式。用于本文的術(shù)語(h)iboc指的是可以呈混合形式或全數(shù)字形式的iboc信號。

圖4示出iboc信號的全數(shù)字實施方式的譜標繪圖。針對全數(shù)字ibocfm信號，模擬fm信號被(第二)數(shù)字調(diào)制信號420b、422b替換。在全數(shù)字模式下，主要數(shù)字邊帶420a、422a的帶寬憑借低功率第二邊帶充分地擴增。

全數(shù)字iboc信號的帶寬大致為400khz。以與上文參看圖2a所描述的方式相同的方式，大約各個下和上鄰近信道的100khz被占用(也就是說，超出200khz“信道柵格”的頻率)。全數(shù)字iboc信號的下數(shù)字邊帶示為420，并且上數(shù)字邊帶示為422。其各自具有主要區(qū)段420a、422a和第二區(qū)段420b、422b。在圖4中，擴展頻率分區(qū)(e)的數(shù)目固定為4。在混合模式系統(tǒng)中，例如如圖1和圖2中示出，依據(jù)所傳輸服務(wù)模式，擴展頻率分區(qū)(e)的數(shù)目可以是0、1、2或4。

在(h)iboc傳輸?shù)那闆r下，在混合模式以及全數(shù)字模式中，數(shù)字調(diào)制下和上邊帶可以基于經(jīng)譯碼ofdm(cofdm)的特定形式。在(h)iboc傳輸中，兩個(上和下)第1鄰近fm信號對于數(shù)字調(diào)制cofdm信號來說是同信道干擾信號，這是因為它們以與(h)iboc傳輸信號的下和上邊帶的頻率相同的頻率駐留。因此，為使其穩(wěn)固以抵御此等第1鄰近(fm)同信道干擾信號，(h)iboc系統(tǒng)可以使用一種同信道干擾補償(cic)。cic的目的是減少(或?qū)嶋H上消除)第1鄰近fm干擾信號，以使得所得信號可以用于例如通過軟決策維特比解碼器(soft-decisionviterbi-decoder)來進行ofdm處理、解調(diào)和解碼。

圖5示出用于針對同信道干擾補償(cic)施加連續(xù)遍歷(colt)算法的示例電路。在us6,259,893b1中更加詳細地描述所述電路，其內(nèi)容通過引用的方式并入本文中。

可以從圖5看出，colt補償算法利用fm干擾信號是連續(xù)模數(shù)信號的事實。實際上，仔細觀察圖5，圖5示出：colt算法根據(jù)以下方程式以模數(shù)與模數(shù)的平均值之間的比率來“加權(quán)”失真邊帶信號：

其中，s(t)是失真邊帶信號，即，移位和濾波基帶輸入信號的i和q時間樣本，并且e{.}是統(tǒng)計平均值。

圖6示出用于針對(h)iboc信號的數(shù)字調(diào)制ofdm部分執(zhí)行同信道干擾補償(cic)的示例電路。圖6的電路是關(guān)于應(yīng)用圖5的colt原理的雙路徑cic情境。在us6,671,340b1中更加詳細地描述圖6的電路，其內(nèi)容通過引用的方式并入本文中。

在這個電路中，在如圖6中dab邊帶濾波器144所表示的頻帶分隔濾波器或“分離濾波器”的后面提供第1路徑146和第2路徑148。

第2路徑148(如圖6中所示的上路徑)包括：

·ofdmfftdemod區(qū)塊170，所述ofdmfftdemod區(qū)塊170用于執(zhí)行快速傅里葉變換(fft)(fastfouriertransform)(借此提供ofdm處理)和解調(diào)所接收信號；

·估算csi(信道狀態(tài)信息)區(qū)塊172，所述估算csi(信道狀態(tài)信息)區(qū)塊172用于執(zhí)行信道估算；以及

·軟二元度量區(qū)塊176，所述軟二元度量區(qū)塊176用于計算各個經(jīng)譯碼位的軟決策信息(即，對數(shù)似然比(llr))。

第1路徑146(圖6中所示的最下路徑)也包括ofdmfftdemod區(qū)塊156、估算csi區(qū)塊160以及軟二元度量區(qū)塊162，它們執(zhí)行與第2路徑148中相應(yīng)區(qū)塊相同的任務(wù)。此外，第1路徑146也包括fm跟蹤和抵消區(qū)塊152，所述fm跟蹤和抵消區(qū)塊152基于如圖5中所示的colt原理執(zhí)行cic。被此基于colt的cic處理采用的“非線性加權(quán)”(根據(jù)上述方程式1)將通過改變信號的“信道增益”、“信道相位”以及噪音分量而影響信號。為了對此等非線性變化建模，將把第2路徑148當作相對于第1路徑146可能具有“獨立特性”的路徑處理。應(yīng)注意，此為假設(shè)，這是因為第2路徑148的統(tǒng)計數(shù)據(jù)源自仿效dab邊帶濾波器144的同一信號，并且因此，所述統(tǒng)計數(shù)據(jù)與所述第1路徑146的統(tǒng)計數(shù)據(jù)完全相同。然而，假設(shè)非線性colt加權(quán)會以(兩個不同“獨立”路徑中的)這個信號模式可能保持的方式來影響信號。

此外，假設(shè)一個信號模式，在此信號模式中，循環(huán)前綴(cp)(所述循環(huán)前綴為重復以防止或減少符號間干擾(isi)的ofdm符號的已知部分)會徹底消除任何isi并且不存在載波間干擾(ici)。第2路徑148具有延遲區(qū)塊166，所述延遲區(qū)塊166估算出現(xiàn)在第1路徑146中的時序和頻率偏移(由fm跟蹤和抵消區(qū)塊152所導致)并且在第2路徑148中對所接收信號施加延遲，這對由第1路徑146在(h)iboc串流上執(zhí)行的額外處理進行補償。因此，針對這種雙路徑cic法，可以把針對各個路徑計算所得的軟決策位度量與求和區(qū)塊180組合，所述求和區(qū)塊180在頻域中施加疊加?？梢詮膱D6看出，這個疊加發(fā)生在包括信道狀態(tài)信息(csi)估算的軟決策位度量處理在各個路徑中執(zhí)行之后。

如圖6中示出，第1路徑146包括基于colt原理的cic處理，而第2路徑148并不執(zhí)行cic操作。然而，對于兩個路徑來說，存在完整的“接收器鏈”。由于需要完整的額外路徑以用于組合，這種情況使圖6的電路方法變得極其復雜。

圖7示出接收器電路的示例性實施例，所述接收器電路具有用于接收輸入信號的輸入端702。在這個例子中，所述電路也包括接收接收器信號的上游dab邊帶濾波器700，并且將輸入信號提供到輸入端702。接收器信號包括h(iboc)信號，所述h(iboc)信號包括中央fm信號、數(shù)字上邊帶信號和數(shù)字下邊帶信號。dab邊帶濾波器700過濾出頻率在數(shù)字上邊帶和數(shù)字下邊帶的信號頻率之外的信號。也就是說，圖7的接收器電路可以用于處理數(shù)字上邊帶和數(shù)字下邊帶中的一個。為了處理數(shù)字上邊帶，dab邊帶濾波器700被配置成使得對應(yīng)于上邊帶和其第1鄰近上相鄰fm信道(例如，頻率在+100khz與+300khz之間)的頻率通過。類似地，為了處理數(shù)字下邊帶，dab邊帶濾波器700被配置成使得對應(yīng)于下邊帶和其第1鄰近上相鄰fm信道(例如，頻率在-300khz與-100khz之間)的頻率通過。以此方式，輸入信號包括數(shù)字邊帶信號和來自第1相鄰fm信號的任何干擾(如圖2a和2b中示出)。

電路也包括可以確定干擾信號強度指示符的干擾信號強度計算器。在這個例子中，干擾信號強度計算器是二階矩計算器704，所述二階矩計算器704可以確定輸入信號的基于二階矩的比率(ψ)?？梢詫⒒诙A矩的比率(其將出于混合目的而使用)限定為以下兩者之間的比率：

(a)輸入信號的絕對值平方的方差(隨機變量)；和

(b)輸入信號的絕對平方值的均方(即，取絕對平方值的平均值的二次冪)。

如將在下文中詳細論述，基于二階矩的比率可以提供指示第1相鄰fm信號相對于數(shù)字邊帶信號的強度的指示符。在這個例子中，基于二階矩的比率(ψ)可以采用0與1之間的值，其中：

0表示輸入信號為恒定模數(shù)fm信號，當?shù)?相鄰fm信號完全蓋過數(shù)字邊帶信號時，發(fā)生所述恒定模數(shù)fm信號；和

1表示輸入信號為ofdm((h)iboc)信號，當不存在第1相鄰fm信號時，發(fā)生所述ofdm((h)iboc)信號。

在其它例子中，干擾信號強度指示符可以是不同類型的指示符，以用于在所需信號類型(例如ofdm信號)與干擾信號類型(例如恒定模數(shù)信號)之間進行區(qū)別。在一些實施方案中，可以使用基于較高階矩的指示符(例如基于三階或四階矩的比率)。

圖7包括補償區(qū)塊706，所述補償區(qū)塊706對輸入信號施加同信道干擾補償(cic)操作，以便產(chǎn)生補償輸入信號ycolt(t)。在這個例子中，雖然所述cic操作是上文所論述的colt操作，但應(yīng)了解，可以使用其它cic操作。向補償加權(quán)組件708提供補償輸入信號ycolt(t)，所述補償加權(quán)組件708對補償輸入信號ycolt(t)施加補償加權(quán)因數(shù)，以便產(chǎn)生加權(quán)補償輸入信號。在這個實施例中，補償加權(quán)組件708為乘法器。

補償加權(quán)因數(shù)是基于所述基于二階矩的比率。在這個情況下，補償加權(quán)因數(shù)為(1-ψ)。以此方式，當?shù)?相鄰fm信號相對于數(shù)字邊帶信號(ψ≈0)較強時，加權(quán)補償輸入信號約等于補償輸入信號ycolt(t)。相比之下，當?shù)?相鄰fm信號相對于數(shù)字邊帶信號(ψ≈1)較弱時，加權(quán)補償輸入信號約等于零。

圖7的電路也包括延遲區(qū)塊710，所述延遲區(qū)塊710對輸入信號施加延遲，以便產(chǎn)生延遲輸入信號y(t)。由延遲區(qū)塊710提供的延遲時長對應(yīng)于由補償區(qū)塊706并入的延遲。以此方式，延遲輸入信號y(t)與補償輸入信號ycolt(t)同步。向延遲加權(quán)組件712提供延遲輸入信號y(t)，所述延遲加權(quán)組件712對延遲輸入信號y(t)施加延遲加權(quán)因數(shù)，以便產(chǎn)生加權(quán)延遲輸入信號。在這個實施例中，延遲加權(quán)組件712也為乘法器。

延遲加權(quán)因數(shù)也基于所述基于二階矩的比率。在這個情況下，延遲加權(quán)因數(shù)為ψ；即，其與基于二階矩的比率相同。以此方式，當?shù)?相鄰fm信號相對于數(shù)字邊帶信號(ψ≈0)較強時(例如如圖2a中示出)，加權(quán)延遲輸入信號約等于零。相比之下，當?shù)?相鄰fm信號相對于數(shù)字邊帶信號(ψ≈1)較弱時(例如如圖2b中示出)，加權(quán)延遲輸入信號約等于延遲輸入信號y(t)。

所述電路也包括信號合路器714，所述信號合路器714將加權(quán)延遲輸入信號與加權(quán)補償輸入信號組合，以便提供組合輸入信號ycic(t)。在這個例子中，信號合路器714為加法器區(qū)塊。

由于(i)基于二階矩的比率(ψ)可以采用0與1之間的值、(ii)補償加權(quán)因數(shù)被設(shè)為(1-ψ)并且(iii)延遲加權(quán)因數(shù)被設(shè)為ψ，所以應(yīng)了解，加權(quán)延遲輸入信號和加權(quán)補償輸入信號的總和表示一種形式的輸入信號，所述形式的輸入信號具有(a)已被施加cic的信息的混合和(b)尚未被施加cic的信息的混合。混合程度由第1相鄰fm信號的相對強度設(shè)置。

當根據(jù)基于二階矩的比率對補償輸入信號ycolt(t)和延遲輸入信號y(t)施加混合加權(quán)時，可以考慮使用延遲加權(quán)組件712、補償加權(quán)組件708以及信號合路器714。

圖7的電路也包括用于解調(diào)組合輸入信號ycic(t)的解調(diào)器716。在這個例子中，解調(diào)器716包括ofdmfftdemod區(qū)塊718、估算csi區(qū)塊720以及軟二元度量區(qū)塊722，方式與如上文所描述的圖5和6的電路相同。

有利的是，圖7的電路已經(jīng)除去圖6的第2路徑，所述圖6的第2路徑包括第二解調(diào)器和接收器鏈。在一些應(yīng)用中，此做法使得電路的復雜程度降低了幾乎2個因數(shù)。同樣，如將參考圖9在下文中示出，可以改善(h)iboc接收器的靈敏度增益。通過產(chǎn)生單一信號可能實現(xiàn)第2路徑的此除去，所述單一信號在這個實施例中是基于colt的cic處理后的信號的“加權(quán)組合”，并且被稱為“干凈”信號，即，未受colt操作處理的信號。

干凈(h)iboc信號和cic處理后的(h)iboc信號的這個組合加權(quán)將被稱作“χ²-混合”。χ²-混合的原理是基于恒定模數(shù)信號的模數(shù)的一階和二階矩與ofdm信號的模數(shù)的一階和二階矩不同的事實。(h)iboc信號的第1鄰近下和上干擾信號是fm信號，所述fm信號是恒定模數(shù)信號。相比之下，“干凈”所接收(h)iboc信號(不受fm信號干擾)的下和上邊帶是數(shù)字調(diào)制復雜ofdm信號。這些復雜ofdm信號針對他們的實(i)分量和虛(q)分量具有高斯分布(gaussiandistribution)并且，因此，平方模數(shù)將具有χ²-分布，此情況(顯然)不適用于恒定模數(shù)信號。因此，加權(quán)組合可以基于接收到的(h)iboc信號的一階和二階矩。

雖然在下文的數(shù)學例子中以線性加權(quán)進行加權(quán)組合，即，“對同信道干擾補償(cic)進行χ²-混合”，但應(yīng)了解，在一些例子中也可以使用非線性加權(quán)。

首先，我們注意到，所接收(h)iboc信號：

其中，i分量以及q分量均具有高斯(即，正態(tài))分布，所述高斯分布具有零平均值和方差另外，由于我們關(guān)注χ²隨機變量的一階和二階矩，我們限定：

并且y變?yōu)楦髯跃哂型耆嗤姆植嫉膬蓚€獨立隨機變量的求和。從而，y是具有共同方差σ²的兩個iid(獨立且相同分布)零平均值高斯隨機變量的和，那么y便是“具有2個自由度的χ²隨機變量”。此外，y的平均值和方差由以下給定：

現(xiàn)在我們重寫y的方差：

并且限定特定的基于二階矩的比率：

注意，在所接收信號是ofdm信號(例如，表示不具有第1鄰近fm信號的(h)iboc信號)的情況下，y是具有2個自由度的χ²隨機變量并且比率ψ求值成1：

針對ofdm((h)iboc)信號方程式7

然而，如果當所接收信號是恒定模數(shù)(fm)信號(例如，表示具有極強第1鄰近fm信號的(h)iboc信號)時我們對y求值，那么比率ψ求值成0：

針對恒定模數(shù)(fm)信號方程式8

這是因為歸因于所接收(輸入)信號是恒定模數(shù)信號的事實，y(大致)為恒定值?，F(xiàn)在，我們可以施加所謂的“χ²-混合規(guī)則”，其在干凈所接收(h)iboc信號與colt處理后所接收(h)iboc信號之間執(zhí)行線性加權(quán)。從而，χ²-混合技術(shù)得出：

其中，ycolt(t)表示被colt技術(shù)處理的用于cic的信號，例如圖7的補償區(qū)塊的輸出信號。注意，現(xiàn)在只有一個信號ycic(t)需要另外處理。因此，針對ofdm處理(即，fft、解調(diào)、信道估算、csi估算和llr計算)，只需要一個路徑。與圖6的電路相比，這種χ²-混合技術(shù)因此會避免大量的計算復雜性。

上文所描述的混合處理可以產(chǎn)生所需信號和第1鄰近近鄰的抑制形式的組合信號?？梢越又鴮⑦@種混合(組合)信號用于llr計算，以產(chǎn)生用于維特比解碼器的精確軟決策信息。

圖8示出雙路徑cic接收器系統(tǒng)的框圖的示例性實施例，在這個例子中示出并入有圖6的電路的汽車無線電接收器系統(tǒng)。接收器系統(tǒng)包括被耦接到rf區(qū)塊804的天線802，所述rf區(qū)塊包括無線電前端(rfe)。所述rfe向a/d區(qū)塊806提供模擬i/q信號。所述a/d區(qū)塊806向基帶區(qū)塊808提供數(shù)字i/q信號。所述基帶區(qū)塊808包括向同信道干擾補償區(qū)塊810提供另一數(shù)字i/q信號的數(shù)字前端(dfe)，在這個例子中，所述同信道干擾補償區(qū)塊810執(zhí)行colt操作，以提供cig。如圖8中示出，同信道干擾補償區(qū)塊810向用于ofdm解調(diào)和解碼的h(iboc)接收器區(qū)塊816提供第一數(shù)字i/q信號812和第二數(shù)字i/q信號814。如圖6中示出，兩個數(shù)字i/q信號被分開的接收器鏈解碼。在這個例子中，h(iboc)接收器區(qū)塊816并不包括干擾補償。

如果圖8的接收器系統(tǒng)變成使用圖7的電路(其施加χ²-混合)而不是圖6的電路(其并不施加χ²-混合)，那么將不再需要第二數(shù)字i/q信號814。同樣，h(iboc)接收器區(qū)塊816將只需要單條接收器鏈。

圖9示出具有兩個較強(信號干擾比sir＝-20db)第1鄰近fm干擾信號的穩(wěn)定awgn信道的誤碼概率(誤碼率-ber)。圖9中的第一曲線902示出圖8的接收器系統(tǒng)的結(jié)果，所述圖8的接收器系統(tǒng)包括圖6的電路(無χ²-混合)，并且因此在接收器區(qū)塊中具有兩條接收器鏈。第二曲線904示出圖8的接收器系統(tǒng)的結(jié)果，所述圖8的接收器系統(tǒng)包括圖7的電路(具有χ²-混合)，并且因此在接收器區(qū)塊中具有單條接收器鏈?？梢钥闯?，與并不執(zhí)行χ²-混合的系統(tǒng)的誤碼概率相比，執(zhí)行χ²-混合的系統(tǒng)的誤碼概率降低?？梢钥闯鲂绿岢龅摩?sup>2-混合cic算法在較強第1鄰近干擾信號存在的情況下會改善(h)iboc接收器的性能。

從圖9可以看出，相較于雙路徑cic法，新提出的χ²-混合cic算法會降低ber底限。在這個例子中，針對4·10-⁴的ber，實現(xiàn)≈4.95db的靈敏度改善。應(yīng)注意，圖9示出的snr靈敏度值(x軸)是基于在模擬器中建模的數(shù)字信號處理，例如分離濾波器是基于抑制措施，所述抑制措施力圖滿足常規(guī)(h)iboc接收器的整體ber性能。

如圖9中示出，在具有相同信噪比(snr)的情況下，(h)iboc接收器的低誤碼概率(ber))表示靈敏度改善。靈敏度改善的原因可以是因為接收器系統(tǒng)能夠基于正發(fā)生的干擾程度而自動調(diào)整所施加的cic程度。因此，如果僅存在少量干擾，那么便僅執(zhí)行少量cic。這種情況可以是有利的，因為在一些情況下對不受干擾的信號施加cic會降低信號的質(zhì)量。

圖10示意性地示出處理輸入信號的方法的示例性實施例，例如由汽車無線電接收器系統(tǒng)接收的(h)iboc信號。

在步驟1002處，所述方法包括確定輸入信號的基于二階矩的比率。如上文所論述，可以使用二階距計算器，來確定基于二階矩的比率，并且可以：

當輸入信號為ofdm信號時，將基于二階矩的比率的值設(shè)置成第一值，在一些例子中所述值是1；

當輸入信號為恒定模數(shù)信號時，將基于二階矩的比率的值設(shè)置成不同的第二值，在一些例子中所述值是0；以及

當輸入信號包括恒定模數(shù)信號和ofdm信號兩者時，將基于二階矩的比率的值設(shè)置成在所述第一值與所述第二值之間的值。

以此方式，基于二階矩的比率可以提供關(guān)于輸入信號為fdm信號的程度的指示符，并且也可以提供關(guān)于輸入信號為恒定模數(shù)信號的程度的指示符。基于二階矩的比率可以表示信號中的干擾的預(yù)期量。

在步驟1004處，所述方法包括對輸入信號施加同信道干擾補償操作，以便產(chǎn)生補償輸入信號。接著在步驟1006處，所述方法對補償輸入信號施加補償加權(quán)因數(shù)，以便產(chǎn)生加權(quán)補償輸入信號。如上所述，補償加權(quán)因數(shù)是基于所述基于二階矩的比率。

在步驟1008處，所述方法包括對輸入信號施加延遲，以便產(chǎn)生延遲輸入信號。所述延遲可以使延遲輸入信號與補償輸入信號一致。接著在步驟1010處，所述方法對延遲輸入信號施加延遲加權(quán)因數(shù)，以便產(chǎn)生加權(quán)延遲輸入信號。同樣，延遲加權(quán)因數(shù)是基于所述基于二階矩的比率。

接著在步驟1012處，所述方法將加權(quán)延遲輸入信號與加權(quán)補償輸入信號組合，以便提供用于解調(diào)的組合輸入信號。如上文所論述，可以將這個方法視為提供χ²-混合以使得單個信號可以用于解調(diào)和解碼，由此單個信號基于信號中的干擾的預(yù)期量在具有或不具有cic的情況下都具有輸入信號的適當混合。

除非明確陳述特定順序，否則可以任何順序執(zhí)行以上圖式中的指令和/或流程步驟。并且，本領(lǐng)域的技術(shù)人員將認識到，盡管已經(jīng)論述一個示例性指令集/方法，但本說明書中的材料可以通過各種方式組合，從而還產(chǎn)生其它例子，并且應(yīng)在此具體實施方式提供的上下文內(nèi)來理解。

在一些示例實施例中，上文描述的指令集/方法步驟被實施為體現(xiàn)為可執(zhí)行指令集的功能和軟件指令，所述可執(zhí)行指令集在計算機或通過所述可執(zhí)行指令編程和控制的機器上實現(xiàn)。這些指令經(jīng)過加載以在處理器(例如，一個或多個cpu)上執(zhí)行。術(shù)語“處理器”包括微處理器、微控制器、處理器模塊或子系統(tǒng)(包括一個或多個微處理器或微控制器)，或其它控制或計算裝置。處理器可以指單個組件或指代多個組件。

在其它例子中，本文示出的指令集/方法以及與其相關(guān)聯(lián)的數(shù)據(jù)和指令存儲在相應(yīng)存儲裝置中，這些存儲裝置實施為一個或多個非暫時性機器或計算機可讀或計算機可用存儲媒體。此類計算機可讀或計算機可用存儲媒體被視為物品(或制品)的一部分。物品或制品可以指任何所制造的單個組件或多個組件。如本文所定義的非暫時性機器或計算機可用媒體不包括信號，但此類媒體能夠接收和處理來自信號和/或其它暫時性媒體的信息。

本說明書中論述的材料的示例實施例可整體或部分經(jīng)由網(wǎng)絡(luò)、計算機或基于數(shù)據(jù)的裝置和/或服務(wù)實施。這些裝置和服務(wù)可以包括云、因特網(wǎng)、內(nèi)聯(lián)網(wǎng)、移動裝置、臺式計算機、處理器、查找表、微控制器、消費者設(shè)備、基礎(chǔ)設(shè)施架構(gòu)，或其它致能裝置和服務(wù)。如本文和權(quán)利要求書中可使用，提供以下非排他性限定。

在一個例子中，使本文論述的一個或多個指令或步驟自動化。術(shù)語自動化或自動(和他們的類似變體)意味著使用計算機和/或機械/電氣裝置的設(shè)備、系統(tǒng)和/或過程的受控操作，而不需要人類干預(yù)、觀測、努力和/或決策。

應(yīng)了解，稱為被耦接的任何組件可直接或間接耦接或連接。在間接耦接的情況下，可以在稱為被耦接的兩個組件之間安置額外的組件。

在本說明書中，已經(jīng)依據(jù)選定的細節(jié)集合呈現(xiàn)示例實施例。然而，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員將理解，可以實踐包括這些細節(jié)的不同選定集合的許多其它示例實施例。希望所附權(quán)利要求書涵蓋所有可能的示例實施例。