本發(fā)明屬于無線通信技術(shù)領(lǐng)域，主要是超高速毫米波通信中的低復(fù)雜度均衡器實(shí)現(xiàn)技術(shù)。

背景技術(shù)：

從上世紀(jì)八十年代開始，蜂窩無線通信經(jīng)歷幾代技術(shù)的飛速發(fā)展，每十年就有新的一代移動(dòng)通信技術(shù)誕生，系統(tǒng)傳輸速率也從最初的每秒幾千比特發(fā)展到目前的每秒上百兆比特，大大提高了人們交流溝通和獲取信息的能力。但是隨著移動(dòng)通信數(shù)據(jù)量的迅猛增加以及智能終端的廣泛普及，傳統(tǒng)移動(dòng)蜂窩無線通信系統(tǒng)正面臨著如何滿足未來通信高速率、低延遲和大容量要求的挑戰(zhàn)。因此，在未來移動(dòng)通信系統(tǒng)的架構(gòu)里，頻帶在30ghz到300ghz的毫米波短距離通信系統(tǒng)將起到非常重要的作用。隨著全球眾多國(guó)家和地區(qū)相繼在60ghz頻率附近開放了免許可頻段，大量學(xué)術(shù)界和工業(yè)界的研究者投入到對(duì)60ghz無線通信技術(shù)的研究工作中，這也使得60ghz無線通信技術(shù)成為未來移動(dòng)通信最具潛力的技術(shù)之一。

在通信傳輸系統(tǒng)中，均衡器設(shè)計(jì)的好壞會(huì)直接影響到基帶接收機(jī)的性能。均衡就是為了抵消傳輸信道的各種失真對(duì)傳輸信號(hào)的影響，所以，在設(shè)計(jì)接收機(jī)均衡器時(shí)，通常是要根據(jù)傳輸信道的特性進(jìn)行設(shè)計(jì)。對(duì)于60ghz短距離通信系統(tǒng)，由于傳輸環(huán)境存在時(shí)變多徑衰落，信號(hào)在高速傳輸過程中會(huì)受到不同程度的時(shí)延擴(kuò)展，從而產(chǎn)生碼間干擾(intersymbolinterference,isi)，ieee802.11ad標(biāo)準(zhǔn)提出調(diào)制帶寬為1.76ghz，在如此寬的頻譜范圍內(nèi)，無法保證信道的平坦性，同時(shí)由于60ghz系統(tǒng)的傳輸速率極高，這都基帶高速均衡算法的實(shí)現(xiàn)提出了挑戰(zhàn)。

在單載波系統(tǒng)中，普遍使用時(shí)域均衡算法，但是根據(jù)ieee802.11ad標(biāo)準(zhǔn)，60ghz信道的最長(zhǎng)時(shí)延為64個(gè)符號(hào)，使用時(shí)域均衡算法需要較多的抽頭才能實(shí)現(xiàn)，這就使得頻域均衡成了更好的選擇。圖1為使用802.11ad幀格式，t/2符號(hào)級(jí)間隔采樣下的傳統(tǒng)帶循環(huán)前綴的單載波頻域均衡(singlecarrierfrequencydomainequalization,sc-fde)框圖。

從圖1可以看出，采用傳統(tǒng)頻域均衡算法，需要使用1024點(diǎn)的fft/ifft變換對(duì)，再加上60ghz系統(tǒng)高達(dá)吉比特每秒的采樣頻率，必然要求在fpga(field－programmablegatearray)實(shí)現(xiàn)上采用并行處理，例如一塊工作在220mhz下的fpga芯片，為了3.52gs/s的吞吐率，需要采用16路并行的設(shè)計(jì)才能實(shí)現(xiàn)，這將極大增加硬件平臺(tái)實(shí)現(xiàn)的資源消耗。所以傳統(tǒng)的頻域均衡算法已經(jīng)不能滿足基帶芯片小型化，低功耗化的需求，采用低復(fù)雜的基帶均衡算法勢(shì)在必行。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

為了應(yīng)對(duì)60ghz短距離無線通信提出的高速信號(hào)實(shí)時(shí)處理的挑戰(zhàn)，必須要考慮降低均衡器實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度，在均衡器的實(shí)現(xiàn)上，最消耗資源的就是fft/ifft變換對(duì)。傳統(tǒng)的帶循環(huán)前綴的頻域均衡算法在802.11ad幀格式，t/2符號(hào)級(jí)間隔采樣下，需要1024點(diǎn)長(zhǎng)度的fft/ifft變換對(duì)，且要求并行處理，這對(duì)硬件邏輯資源的消耗極大，需要降低fft/ifft變換對(duì)的點(diǎn)數(shù)才能有效控制資源消耗，于是采用單載波頻域均衡重疊保留算法將fft/ifft變換對(duì)的長(zhǎng)度降低到128點(diǎn)，是一個(gè)比較理想的選擇。但是傳統(tǒng)的128點(diǎn)fft/ifft變換對(duì)的長(zhǎng)度的頻域均衡重疊保留算法在60ghz信道下性能并不理想，不能滿足性能的需求。因此，本發(fā)明提出一種針對(duì)60ghz毫米波通信系統(tǒng)中均衡器的低復(fù)雜度的實(shí)現(xiàn)方法。

60ghz毫米波通信系統(tǒng)中均衡器的低復(fù)雜度的實(shí)現(xiàn)方法，具體步驟如下：

s1、按照傳統(tǒng)重疊保留均衡算法，即y(n)＝x(n)*c(n)計(jì)算出均衡系數(shù)c(n)，對(duì)所述均衡系數(shù)c(n)做ifft得到c(n)，其中，x(n)為adc采樣信號(hào)，y(n)為均衡后的數(shù)據(jù)；

s2、根據(jù)公式計(jì)算信道的平均時(shí)延d，其中，h(k)表示信道的第k個(gè)采樣點(diǎn)，m表示h(k)的總長(zhǎng)度，k＝0,1,2,...,m；

s3、根據(jù)公式計(jì)算得到循環(huán)移位的點(diǎn)數(shù)s，對(duì)s1所述c(n)進(jìn)行修正，得到c(n)'，即，對(duì)c(n)進(jìn)行d點(diǎn)循環(huán)移位，其中，s若為正數(shù)，則表示循環(huán)右移，s若為負(fù)數(shù)，則表示循環(huán)左移，表示重疊保留的fft點(diǎn)數(shù)，round[]代表對(duì)d進(jìn)行四舍五入；

s4、將s3所述c(n)'作為重疊保留頻域均衡的參數(shù)輸入，進(jìn)行重疊保留運(yùn)算。

本發(fā)明的有益效果是：

克服了傳統(tǒng)重疊保留均衡算法在使用較小fft/ifft變換對(duì)時(shí)產(chǎn)生的誤碼性能衰減，修改后的重疊保留均衡算法可將60ghz毫米波系統(tǒng)中基帶均衡算法中fft/ifft變換對(duì)的點(diǎn)數(shù)降至128點(diǎn)，并且對(duì)比未修改前的重疊保留均衡算法誤碼性能提高1db。

附圖說明

圖1為使用802.11ad幀格式，t/2符號(hào)級(jí)間隔采樣下的傳統(tǒng)帶循環(huán)前綴的單載波頻域均衡(singlecarrierfrequencydomainequalization,sc-fde)框圖。

圖2為overlap-savemmse頻域均衡框圖。

圖3為修改后的overlap-savemmse頻域均衡框圖。

圖4為802.11ad標(biāo)準(zhǔn)cm2信道下改進(jìn)后的mmse重疊保留均衡ber曲線。

具體實(shí)施方式

下面將結(jié)合實(shí)施例和附圖，對(duì)本發(fā)明方法進(jìn)行進(jìn)一步說明。

對(duì)于重疊保留來講，本質(zhì)上等價(jià)于一個(gè)線性卷積，也就是實(shí)現(xiàn)了adc采樣信號(hào)x(n)和時(shí)域均衡系數(shù)c(n)的線性卷積，那么對(duì)于利用重疊保留實(shí)現(xiàn)的均衡算法來講，這個(gè)系數(shù)c(n)就顯得至關(guān)重要，直接決定了重疊保留均衡算法的實(shí)際表現(xiàn)。

那么對(duì)于重疊保留頻域均衡來講，最優(yōu)的輸入均衡系數(shù)應(yīng)該通過時(shí)域均衡(frequencydomainequalization,tde)的方法得到，但在多徑時(shí)延擴(kuò)展較大的情況下，計(jì)算的復(fù)雜度相當(dāng)高，這在硬件實(shí)現(xiàn)上并不可行。一個(gè)簡(jiǎn)單的代替方法就是將使用sc-fde方案中的算法計(jì)算得到的頻域均衡系數(shù)做ifft，通過sc-fde方案中的算法得到的均衡系數(shù)會(huì)很接近通過tde得到的均衡系數(shù)。

利用ieee802.11ad標(biāo)準(zhǔn)中幀頭的信道估計(jì)序列(channelestimationfield,cef)，可以估計(jì)得到當(dāng)前的信道沖擊響應(yīng)，對(duì)其應(yīng)用mmse/zf頻域均衡算法，再做ifft運(yùn)算，即可得到用于進(jìn)行重疊保留運(yùn)算的時(shí)域均衡系數(shù)。再將x(n)和c(n)按照重疊保留方法的過程進(jìn)行處理，即可得到均衡后的結(jié)果y(n)＝x(n)*c(n)，這也即傳統(tǒng)mmse重疊保留頻域均衡算法的實(shí)現(xiàn)流程。

傳統(tǒng)重疊保留頻域均衡由于采用cp-fde的方法來計(jì)算均衡系數(shù)c(n)導(dǎo)致在p相對(duì)于信道時(shí)延擴(kuò)展不那么大時(shí)，與理論上最優(yōu)的均衡系數(shù)產(chǎn)生較大的差異，但可以通過對(duì)計(jì)算得到的均衡系數(shù)c(n)做循環(huán)移位來得到更準(zhǔn)確的均衡系數(shù)，下面給出循環(huán)移位點(diǎn)數(shù)的計(jì)算方法。

由于對(duì)均衡系數(shù)做了d點(diǎn)循環(huán)移位，所以均衡輸出的數(shù)據(jù)要做對(duì)應(yīng)的d點(diǎn)移位來保證時(shí)序上的對(duì)齊。

現(xiàn)進(jìn)行仿真，主要仿真參數(shù)如下：

如圖4所示，可以看到修改后的性能相比修改前，在60ghz的cm2(nlos)信道下誤碼性能有接近1db的提升。不過，盡管改進(jìn)后的重疊保留頻域均衡算法相比于改進(jìn)前性能提高了1db，但是和塊均衡(cp-fde)相比仍然有一定的性能差距。這是由于128點(diǎn)的fft/ifft變換對(duì)過小，導(dǎo)致了用ifft運(yùn)算求得的時(shí)域均衡系數(shù)與重疊保留頻域均衡系統(tǒng)理想的均衡系數(shù)差距較大。