本發(fā)明屬于無線通信技術(shù)領(lǐng)域，主要是超高速毫米波通信中的低復(fù)雜度均衡器實(shí)現(xiàn)技術(shù)。

背景技術(shù)：

從上世紀(jì)八十年代開始，蜂窩無線通信經(jīng)歷幾代技術(shù)的飛速發(fā)展，每十年就有新的一代移動(dòng)通信技術(shù)誕生，系統(tǒng)傳輸速率也從最初的每秒幾千比特發(fā)展到目前的每秒上百兆比特，大大提高了人們交流溝通和獲取信息的能力。但是隨著移動(dòng)通信數(shù)據(jù)量的迅猛增加以及智能終端的廣泛普及，傳統(tǒng)移動(dòng)蜂窩無線通信系統(tǒng)正面臨著如何滿足未來通信高速率、低延遲和大容量要求的挑戰(zhàn)。因此，在未來移動(dòng)通信系統(tǒng)的架構(gòu)里，頻帶在30ghz到300ghz的毫米波短距離通信系統(tǒng)將起到非常重要的作用。隨著全球眾多國家和地區(qū)相繼在60ghz頻率附近開放了免許可頻段，大量學(xué)術(shù)界和工業(yè)界的研究者投入到對(duì)60ghz無線通信技術(shù)的研究工作中，這也使得60ghz無線通信技術(shù)成為未來移動(dòng)通信最具潛力的技術(shù)之一。

在通信傳輸系統(tǒng)中，均衡器設(shè)計(jì)的好壞會(huì)直接影響到基帶接收機(jī)的性能。均衡就是為了抵消傳輸信道的各種失真對(duì)傳輸信號(hào)的影響，所以，在設(shè)計(jì)接收機(jī)均衡器時(shí)，通常是要根據(jù)傳輸信道的特性進(jìn)行設(shè)計(jì)。對(duì)于60ghz短距離通信系統(tǒng)，由于傳輸環(huán)境存在時(shí)變多徑衰落，信號(hào)在高速傳輸過程中會(huì)受到不同程度的時(shí)延擴(kuò)展，從而產(chǎn)生碼間干擾(intersymbolinterference,isi)，ieee802.11ad標(biāo)準(zhǔn)提出調(diào)制帶寬為1.76ghz，在如此寬的頻譜范圍內(nèi)，無法保證信道的平坦性，同時(shí)由于60ghz系統(tǒng)的傳輸速率極高，這都基帶高速均衡算法的實(shí)現(xiàn)提出了挑戰(zhàn)。

在單載波系統(tǒng)中，普遍使用時(shí)域均衡算法，但是根據(jù)ieee802.11ad標(biāo)準(zhǔn)，60ghz信道的最長(zhǎng)時(shí)延為64個(gè)符號(hào)，使用時(shí)域均衡算法需要較多的抽頭才能實(shí)現(xiàn)，這就使得頻域均衡成了更好的選擇。圖1為使用802.11ad幀格式，t/2符號(hào)級(jí)間隔采樣下的傳統(tǒng)帶循環(huán)前綴的單載波頻域均衡(singlecarrierfrequencydomainequalization,sc-fde)框圖。

從圖1可以看出，采用傳統(tǒng)頻域均衡算法，需要使用1024點(diǎn)的fft/ifft變換對(duì)，再加上60ghz系統(tǒng)高達(dá)吉比特每秒的采樣頻率，必然要求在fpga(field－programmablegatearray)實(shí)現(xiàn)上采用并行處理，例如一塊工作在220mhz下的fpga芯片，為了3.52gs/s的吞吐率，需要采用16路并行的設(shè)計(jì)才能實(shí)現(xiàn)，這將極大增加硬件平臺(tái)實(shí)現(xiàn)的資源消耗。所以傳統(tǒng)的頻域均衡算法已經(jīng)不能滿足基帶芯片小型化，低功耗化的需求，采用低復(fù)雜的基帶均衡算法勢(shì)在必行。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

為了應(yīng)對(duì)60ghz短距離無線通信提出的高速信號(hào)實(shí)時(shí)處理的挑戰(zhàn)，必須要考慮降低均衡器實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度，在均衡器的實(shí)現(xiàn)上，最消耗資源的就是fft/ifft變換對(duì)。傳統(tǒng)的帶循環(huán)前綴的頻域均衡算法在802.11ad幀格式，t/2符號(hào)級(jí)間隔采樣下，需要1024點(diǎn)長(zhǎng)度的fft/ifft變換對(duì)，且要求并行處理，這對(duì)硬件邏輯資源的消耗極大，需要降低fft/ifft變換對(duì)的點(diǎn)數(shù)才能有效控制資源消耗，為此可以使用重疊剪切均衡算法。但是采用128點(diǎn)fft/ifft變換對(duì)長(zhǎng)度的重疊剪切均衡算法在60ghz信道下的性能并不理想，不能滿足實(shí)際需求。為了克服現(xiàn)有技術(shù)的缺陷，本發(fā)明提出一種60ghz毫米波通信系統(tǒng)中重疊剪切均衡器的實(shí)現(xiàn)方法。

為了方便地描述本發(fā)明的內(nèi)容，首先對(duì)本發(fā)明中所使用的概念和術(shù)語進(jìn)行定義。

重疊剪切均衡：重疊剪切均衡法是一種無需循環(huán)前綴(cyclicprefix,cp)和邊界補(bǔ)零(zero-padding,zp)的低復(fù)雜度頻域均衡方法。其核心思想在于將發(fā)送信號(hào)通過信道后的線性卷積的結(jié)果，當(dāng)作循環(huán)卷積去處理，這樣便能利用高效的fft/ifft變換對(duì)來進(jìn)行頻域均衡，其中雖然會(huì)存在一定誤差，但只要舍去結(jié)果中誤差較大的一部分，就能在較低資源開銷的情況下得到較好的性能。

mmse均衡算法：基于最小均方誤差的mmse算法，其主要思想是使發(fā)送信號(hào)與均衡器輸出信號(hào)差異的均方誤差最小。

60ghz毫米波通信系統(tǒng)中重疊剪切均衡器的實(shí)現(xiàn)方法，具體步驟如下：

s1、通過mmse頻域均衡算法計(jì)算出均衡系數(shù)w[n]，同時(shí)得到矩陣其中，w[n]＝[w0,w1,…,wn-1]為mmse頻域均衡算法計(jì)算得到的均衡系數(shù)，n＝0,1,2,3,...,n-1，n；

s2、通過信道估計(jì)得到信道的沖擊響應(yīng)序列矩陣：

其中，h0和h1為n*n矩陣，l為信道h(n)的信道沖擊響應(yīng)長(zhǎng)度；

s3、設(shè)均衡后的信號(hào)為y(n)，則，

其中，r(n)＝h0s(n)+h1s(n-1)+z(n)為發(fā)送信號(hào)s(n)＝[s0(n),s1(n),…sn-1(n)]^t通過信道后接收到的信號(hào)，系數(shù)為{h0,h1…h(huán)l-1}，z(n)為加性高斯白噪聲向量；

s3、不考慮噪聲的影響，計(jì)算出重疊剪切中誤差的分布區(qū)間e(n)＝-wcirch1s(n-1)+wcirch1s(n-1)；

s4、根據(jù)s3所述重疊剪切誤差的分布區(qū)間e(n)，得到當(dāng)前60ghz信道下誤差的分布情況，并選擇誤差較小的區(qū)間作為有效數(shù)據(jù)輸出。

進(jìn)一步地，s1所述通過mmse頻域均衡算法計(jì)算出均衡系數(shù)w[n]的具體步驟為：根據(jù)公式計(jì)算，其中，h(n)為信道h(n)的dft變換，h^*(n)是對(duì)h(n)取共軛，es表示信號(hào)具有的能量，表示歸一化塊間干擾的方差，noc為重疊剪切每次處理數(shù)據(jù)塊的點(diǎn)數(shù)，τn表示第n條徑相對(duì)延時(shí)的點(diǎn)數(shù)，n0是噪聲的功率譜密度。

本發(fā)明的有益效果是：

克服傳統(tǒng)重疊剪切均衡算法在使用相對(duì)信道最大時(shí)延擴(kuò)展較小的fft/ifft變換對(duì)點(diǎn)數(shù)時(shí)帶來的性能衰減，將修改前的誤碼綠降低1.5db。

附圖說明

圖1為802.11ad幀格式，t/2符號(hào)級(jí)間隔采樣下的傳統(tǒng)帶循環(huán)前綴的單載波頻域均衡(singlecarrierfrequencydomainequalization,sc-fde)框圖。

圖2為重疊剪切均衡流程圖。

圖3為針對(duì)60ghz信道的新重疊剪切均衡流程圖。

圖4為60ghznlos信道下重疊前切干擾分布區(qū)間。

圖5為重疊剪切均衡算法修改后的性能對(duì)比。

具體實(shí)施方式

下面將結(jié)合實(shí)施例和附圖，對(duì)本發(fā)明方法進(jìn)行進(jìn)一步說明。

如圖2所示，傳統(tǒng)重疊剪切均衡法是一種無需循環(huán)前綴(cyclicprefix,cp)和邊界補(bǔ)零(zero-padding,zp)的低復(fù)雜度頻域均衡方法。其核心思想在于將發(fā)送信號(hào)通過信道后的線性卷積的結(jié)果，當(dāng)作循環(huán)卷積去處理，這樣便能利用高效的fft/ifft變換對(duì)來進(jìn)行頻域均衡，其中雖然會(huì)存在一定誤差，但只要舍去結(jié)果中誤差較大的一部分，就能在較低資源開銷的情況下得到較好的性能。

設(shè)n表示第n個(gè)傳輸?shù)臄?shù)據(jù)塊，大小是n*1，于是發(fā)送信號(hào)表示為

s(n)＝[s0(n),s1(n),…sn-1(n)]^t(1-1)

設(shè)信道沖擊響應(yīng)的長(zhǎng)度為l，它的系數(shù)為{h0,h1…h(huán)l-1}，那么通過信道后接收到的信號(hào)可以表示為r(n)，由公式(1-2)所示，其中，z(n)是加性高斯白噪聲向量，

r(n)＝h0s(n)+h1s(n-1)+z(n)(1-2)

觀察公式(1-4)不難發(fā)現(xiàn)，第二項(xiàng)是由上一個(gè)塊帶來干擾。

定義hcirc，則公式(1-2)可以進(jìn)一步寫成：

可以看到式(1-6)的第一項(xiàng)為hcircs(n)，這是發(fā)送信號(hào)與信道的循環(huán)卷積形式，后面兩項(xiàng)是將線性卷積的形式表現(xiàn)為循環(huán)卷積后帶來的干擾，實(shí)際上第二項(xiàng)可以看作是碼間串?dāng)_(intersymbolinterference,isi)，第三項(xiàng)是塊間干擾(interblockinterference,ibi)。這就意味著，只要將干擾控制得足夠小，仍然可以在沒有cp或者zp得情況下，使用mmse頻域均衡算法進(jìn)行均衡。在經(jīng)過頻域均衡之后，式(1-6)的中間兩項(xiàng)產(chǎn)生的干擾主要存在于均衡輸出數(shù)據(jù)塊的兩端，基于這樣的結(jié)論，可以將均衡后數(shù)據(jù)塊兩端的部分拋棄，留下中間的數(shù)據(jù)，從的實(shí)現(xiàn)均衡。

圖2展現(xiàn)了傳統(tǒng)重疊剪切均衡的整個(gè)流程。

雖然使用傳統(tǒng)重疊剪切均衡算法可以降低fft/ifft變換對(duì)的點(diǎn)數(shù)，從而降低復(fù)雜度，但是60ghz信道和802.11ad標(biāo)準(zhǔn)下，采用低至128點(diǎn)的fft/ifft變換對(duì)時(shí)，性能衰落很嚴(yán)重。為此本文在60ghz信道下提出了對(duì)重疊剪切均衡算法的修改。

假設(shè)均衡后的結(jié)果為y(n)，那么：

其中wcirc由(1-9)給出，[w0,w1,…,wn-1]為mmse頻域均衡算法計(jì)算得均衡系數(shù)。觀察式(1-7)，第一項(xiàng)是發(fā)送信號(hào)與信道循環(huán)卷積再均衡之后的結(jié)果，是需要的正確結(jié)果，第二項(xiàng)和第三項(xiàng)是將重疊剪切將線性卷積的形式表達(dá)為循環(huán)卷積的形式帶來的干擾。為了簡(jiǎn)單起見這里我們不考慮噪聲的影響，設(shè)：

e(n)＝-wcirch1s(n-1)+wcirch1s(n-1)(1-8)

下面將展示在帶入了60ghznlos信道實(shí)際模型并結(jié)合60g接收機(jī)實(shí)際情況進(jìn)行仿真后，e(n)的分布情況，主要仿真參數(shù)設(shè)置如下：

圖4展現(xiàn)了利用100條60ghznlos信道仿真得到的e(n)具體分布情況，從圖上可以看出在60ghznlos信道下的干擾分布總體上是數(shù)據(jù)塊的中間部分干擾較小，但是干擾并不是均勻分布在數(shù)據(jù)塊的兩端，而是左邊較輕微，右邊較嚴(yán)重。因此通過重疊剪切數(shù)據(jù)塊的干擾分布，可以得出針對(duì)實(shí)際的60ghz系統(tǒng)，在fft/ifft變換對(duì)點(diǎn)數(shù)相對(duì)信道最大時(shí)延擴(kuò)展較小時(shí)，運(yùn)用重疊切均衡法時(shí)，并不是在中間取得最好結(jié)果，而是在數(shù)據(jù)塊的相對(duì)靠左的位置能取得干擾較小的理想結(jié)果。

具體到實(shí)際的參數(shù)上，就是將原來截取中間[32:95]的64點(diǎn)數(shù)據(jù)改為截取[14:78]的64點(diǎn)數(shù)據(jù)，如圖3所示。當(dāng)然于此對(duì)應(yīng)的就是誤碼率的下降。

從圖5中可以看在未修改前，傳統(tǒng)mmse重疊剪切均衡算法的性能較差，并且隨著信噪比的增加，誤碼率的下降有逐漸變得緩慢的趨勢(shì)。在對(duì)mmse重疊剪切算法進(jìn)行修改后，在9db時(shí)就取得了誤碼率10^-3的成績(jī)，誤碼性能得到了明顯的性能提升。