本發(fā)明涉及一種高效頻分復(fù)用波形生成方法，特別涉及一種基于零拖尾dft拓展的高效頻分復(fù)用波形生成方法，本發(fā)明屬于信息與通信技術(shù)領(lǐng)域。

背景技術(shù)：

5g時(shí)代更高的傳輸速率的需求以滿足機(jī)器到機(jī)器通信，物聯(lián)網(wǎng)數(shù)據(jù)傳輸，以及融合傳統(tǒng)移動(dòng)通信等，頻譜資源越顯得稀缺，ofdm(正交頻分復(fù)用)以保證子載波間正交的最小間隔部署子載波頻譜資源分割具有較高的頻譜利用率，然而面對(duì)未來更加快速的數(shù)據(jù)傳輸速率需求，子載波正交的傳輸方案不再完全適用。滿足相同傳輸速率的情況下，izzatdarwazeh等人提出的非正交的sefdm(高效頻分復(fù)用)傳輸方案能夠在ofdm頻譜結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)之上進(jìn)一步壓縮子載波間隔達(dá)到節(jié)省頻譜資源的目的。sefdm作為一種非正交多載波傳輸方案在5g候選波形設(shè)計(jì)中備受關(guān)注。

近來，izzatdarwazeh在無線通信系統(tǒng)和光通信系統(tǒng)用中進(jìn)行了一些sefdm實(shí)驗(yàn)。在無線通信系統(tǒng)中，ca-sefdm(聯(lián)合載波聚合ca和sefdm)在給定使用帶寬的基礎(chǔ)上進(jìn)一步提升數(shù)據(jù)傳輸速率，同時(shí)對(duì)系統(tǒng)差錯(cuò)性能和頻效性能進(jìn)行了測(cè)試分析，研究表明ca-sefdm具有接近c(diǎn)a-ofdm的差錯(cuò)性能，但是相較于ca-ofdm，ca-sefdm具有更高的頻譜效率；在光通信中，使用了3.75gbit/s的60ghz毫米波射頻光纖進(jìn)行測(cè)試測(cè)試，o-sefdm(光學(xué)sefdm)相較于o-ofdm(光學(xué)ofdm)帶寬節(jié)省約25％，并且能達(dá)到o-ofdm相同的差錯(cuò)性能，并且在相同譜效的條件下進(jìn)一步測(cè)試表明低階調(diào)制能代替高階調(diào)制能夠達(dá)到更好的性能。andreyrashich等人給出了基于fft的sefdm接收機(jī)設(shè)計(jì)方案，提出了一種基于fft和max-log-map的算法以及迭代接收的算法。tongyangxu和izzatdarwazeh進(jìn)一步提出了一種新的波形設(shè)計(jì)nyquist-sefdm，該方案利用低于符號(hào)速率的子載波間隔壓縮帶寬提升頻譜效率，同時(shí)對(duì)每個(gè)子載波利用根升余弦濾波器進(jìn)行脈沖成形抑制頻譜漏泄，但是根升余弦濾波器脈沖成型也重新引來了子載波間干擾，而sefdm本身低于符號(hào)速率的子載波部署即攜帶了子載波間干擾，因此nyquist-sefdm雙重的子載波間干擾加大了接收機(jī)設(shè)計(jì)復(fù)雜度。sergeyv.zavjalov等人對(duì)sefdm信號(hào)包絡(luò)進(jìn)行優(yōu)化，給出最佳信號(hào)包絡(luò)設(shè)計(jì)方法增加各個(gè)子載波信號(hào)持續(xù)時(shí)長(zhǎng)達(dá)到子帶帶寬壓縮的目的，研究表明相對(duì)于ofdm能夠降低32％所占帶寬。

綜上所述，sefdm作為一種高效頻分復(fù)用方案利用非正交傳輸體制減小子載波間隔達(dá)到壓縮頻譜進(jìn)一步提升頻譜效率，然而非正交體制無法帶來的子載波間干擾一定程度上惡化了信號(hào)發(fā)送的邊帶泄漏，不利于能量集中，另一方面導(dǎo)致了較高的信號(hào)峰均比。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

針對(duì)上述問題，本發(fā)明提出一種高譜效、低帶外泄漏和低峰均比的基于零拖尾dft拓展的高效頻分復(fù)用波形生成方法。

本發(fā)明的一種基于零拖尾dft拓展的高效頻分復(fù)用波形生成方法，包括如下步驟：

步驟一：對(duì)發(fā)送端調(diào)制符號(hào)的頭尾進(jìn)行補(bǔ)零，獲取時(shí)域發(fā)送符號(hào)序列，對(duì)時(shí)域發(fā)送符號(hào)序列進(jìn)行n點(diǎn)的dft拓展變換，得到頻域信號(hào)矢量；

步驟二：在得到的頻域信號(hào)矢量的末尾補(bǔ)上(1-α)n/α個(gè)零，對(duì)補(bǔ)零后的頻域信號(hào)矢量進(jìn)行子載波映射；

步驟三：對(duì)子載波映射后的信號(hào)矢量進(jìn)行k點(diǎn)ifft變換，將變換后獲得的頻域信號(hào)矢量的后(1-α)n/α個(gè)數(shù)據(jù)丟棄，剩余的n個(gè)數(shù)據(jù)為具有零拖尾特征的時(shí)域發(fā)送符號(hào)矢量，其形成的波形即為生成的高效頻分復(fù)用波形；

其中，α代表頻譜壓縮因子，α＝n/k。

所述具有零拖尾特征的時(shí)域發(fā)送符號(hào)矢量為：

x＝[x0,...,xn,...,xn-1]^t；

其中，具有零拖尾特征的時(shí)域發(fā)送符號(hào)序列xk為補(bǔ)零后的頻域信號(hào)矢量x中的數(shù)據(jù)。

所述具有零拖尾特征的時(shí)域發(fā)送符號(hào)序列的峰均比為：

其中，e[·]表示期望函數(shù)。

所述具有零拖尾特征的時(shí)域發(fā)送符號(hào)序列的功率譜密度為：

其中，脈沖成形函數(shù)的功率譜其中ts代表符號(hào)周期，r(m)代表延時(shí)為m自相關(guān)函數(shù)，f代表頻率。

上述技術(shù)特征可以各種適合的方式組合或由等效的技術(shù)特征來替代，只要能夠達(dá)到本發(fā)明的目的。

本發(fā)明的有益效果在于，本發(fā)明為一種高譜效、低帶外泄漏和低峰均比的非正交高效頻分復(fù)用波形生成方法，采用基于ifft的非正交頻分復(fù)用以低于符號(hào)速率的子載波間隔部署信號(hào)占用帶寬，進(jìn)而提升頻譜利用率，利用dft拓展方法降低發(fā)送信號(hào)的峰均比，進(jìn)一步采用在發(fā)送數(shù)據(jù)符號(hào)頭尾補(bǔ)零的方法構(gòu)造時(shí)域發(fā)送信號(hào)具有功率趨于零的拖尾降低發(fā)送信號(hào)的峰均比，該方法有效地加快邊帶衰減速度。

附圖說明

圖1為具體實(shí)施方式中生成基于零拖尾dft拓展的高效頻分復(fù)用波形的原理示意圖；

圖2為具體實(shí)施方式中生成的單個(gè)零拖尾dft拓展高效頻分復(fù)用時(shí)域信號(hào)波形；

圖3為具體實(shí)施方式中生成的多個(gè)零拖尾dft拓展的高效頻分復(fù)用信號(hào)時(shí)域波形；

圖4a至圖4d分別為壓縮因子為0.5、0.7、0.9和1時(shí)生成的sefdm信號(hào)功率譜密度的示意圖，其中sefdm表示常規(guī)sefdm信號(hào)，dft-sefdm表示采用帶dft變換現(xiàn)有方法生成的sefdm信號(hào)，zt-dft-s-sefdm本發(fā)明生成的sefdm信號(hào)；

圖5是具體實(shí)施方式中壓縮因?yàn)樽訛?.5和0.8時(shí)生成的zt-dft-s-sefdm信號(hào)峰均比互補(bǔ)累積概率密度函數(shù)的示意圖。

具體實(shí)施方式

下面將結(jié)合本發(fā)明實(shí)施例中的附圖，對(duì)本發(fā)明實(shí)施例中的技術(shù)方案進(jìn)行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實(shí)施例僅僅是本發(fā)明一部分實(shí)施例，而不是全部的實(shí)施例?；诒景l(fā)明中的實(shí)施例，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員在沒有作出創(chuàng)造性勞動(dòng)的前提下所獲得的所有其他實(shí)施例，都屬于本發(fā)明保護(hù)的范圍。

需要說明的是，在不沖突的情況下，本發(fā)明中的實(shí)施例及實(shí)施例中的特征可以相互組合。

下面結(jié)合附圖和具體實(shí)施例對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步說明，但不作為本發(fā)明的限定。本實(shí)施方式所述的一種基于零拖尾dft拓展的高效頻分復(fù)用波形生成方法包括如下步驟：

步驟一：對(duì)發(fā)送端調(diào)制符號(hào)的頭尾進(jìn)行補(bǔ)零，獲取時(shí)域發(fā)送符號(hào)序列，對(duì)時(shí)域發(fā)送符號(hào)序列進(jìn)行n點(diǎn)的dft拓展變換，得到頻域信號(hào)矢量：

本實(shí)施實(shí)施方式在發(fā)射機(jī)實(shí)施，如圖1所示，比特信息發(fā)送序列通過調(diào)制器生成調(diào)制符號(hào)分組d＝[d0,...,dm,...,dm-1]^t，m為調(diào)制符號(hào)分組長(zhǎng)度，通過對(duì)調(diào)制符號(hào)頭尾補(bǔ)零得到其中，nh為頭部補(bǔ)零個(gè)數(shù)，nt為尾部補(bǔ)零個(gè)數(shù)，補(bǔ)零后的符號(hào)矢量s經(jīng)過n點(diǎn)的dft變換得到s＝[s0,...,sk,...sn-1]^t：

s＝fn·s(1)

其中，fn代表歸一化的n點(diǎn)離散傅里葉變換矩陣，其中fn的第n行第k列表示為：

步驟二：在得到的頻域信號(hào)矢量的末尾補(bǔ)上(1-α)n/α個(gè)零，得到對(duì)補(bǔ)零后的頻域信號(hào)矢量x進(jìn)行子載波映射；步驟三：對(duì)子載波映射后的信號(hào)矢量進(jìn)行k點(diǎn)ifft變換，ifft輸出信號(hào)表示為：其中，代表k的歸一化快速傅里逆變換矩陣，將變換后獲得的頻域信號(hào)矢量的后(1-α)n/α個(gè)數(shù)據(jù)丟棄，剩余的n個(gè)數(shù)據(jù)為具有零拖尾特征的時(shí)域發(fā)送符號(hào)矢量：x＝[x0,...,xn,...,xn-1]^t其中，具有零拖尾特征的時(shí)域發(fā)送符號(hào)序列xk為補(bǔ)零后的頻域信號(hào)矢量x中的數(shù)據(jù)，α代表頻譜壓縮因子，α＝n/k。本實(shí)施方式具有零拖尾特征的時(shí)域發(fā)送符號(hào)序列形成的波形為本實(shí)施方式生成的高效頻分復(fù)用波形。

圖2和圖3給出了本實(shí)施方式形成的零拖尾dft拓展高效頻分復(fù)用信號(hào)時(shí)域波形。其中，圖2為單個(gè)零拖尾dft拓展高效頻分復(fù)用時(shí)域信號(hào)波形，圖3為多個(gè)零拖尾dft拓展高效頻分復(fù)用時(shí)域信號(hào)波形。從圖3中可以看出每個(gè)符號(hào)都攜帶一個(gè)功率趨近于零的拖尾，相較于常規(guī)sefdm信號(hào)波形，本實(shí)施方式具備更好的接收機(jī)同步特征，同時(shí)，相較于ofdm的cp設(shè)計(jì)，本實(shí)施方式可通過調(diào)整零拖尾的長(zhǎng)度自適應(yīng)設(shè)置為大于無線信道的多徑時(shí)延，進(jìn)而對(duì)抗多徑信道衰落。其中計(jì)算零拖尾時(shí)域信號(hào)表示為：

其中，

qdft代表n×m的dft拓展子載波映射矩陣，qifft代表k×n的ifft矩陣。因此，零拖尾時(shí)域信號(hào)的功率計(jì)算表示為：

假設(shè)發(fā)送調(diào)制符號(hào)的能量歸一，矩陣ph中第m個(gè)元素表示為：

由式(4)可以看出，0≤m≤nh-1,m/n≤n≤(n-1)/n，因此，0≤m/k≤α(nh-1)/n，其中m/k≠n,所以ph(m),m＝0,...,nh-1會(huì)得到趨近于零較小功率分布。

本實(shí)施方式生成的具有零拖尾特征的時(shí)域發(fā)送符號(hào)序列的功率譜密度為：

其中，具有零拖尾特征的時(shí)域發(fā)送符號(hào)序列的功率譜

脈沖成形函數(shù)的功率譜其中ts代表符號(hào)周期，r(m)代表延時(shí)為m自相關(guān)函數(shù)，f代表頻率。

本實(shí)施方式以矩形脈沖為例；

為了方便對(duì)比說明，采用sefdm表示常規(guī)sefdm信號(hào)，dft-sefdm表示采用帶dft變換現(xiàn)有方法生成的sefdm信號(hào)，zt-dft-s-sefdm本發(fā)明生成的sefdm信號(hào)；。

圖4a至圖4d分別表示壓縮因子為0.5、0.7、0.9和1時(shí)zt-dft-s-sefdm與dft-sefdm、sefdm的功率譜密度對(duì)比情況，圖4給出的四張不同壓縮因子下zt-dft-s-sefdm與dft-sefdm，sefdm信號(hào)功率譜密度，對(duì)比表明，本實(shí)施方式的零拖尾dft拓展sefdm波形生成方法具有較好好的帶外抑制效果。其中，dft-sefdm表示nh＝0，nt＝0時(shí)zt-dft-s-sefdm的特殊情況。其中仿真設(shè)置如下，sefdm子載波個(gè)數(shù)為512，調(diào)制方式為qpsk，zt-dft-s-sefdm的補(bǔ)零設(shè)計(jì)為nh＝5，nt＝7。

本實(shí)施方式中zt-dft-s-sefdm的峰均比為：

其中，e[·]表示期望函數(shù)；

峰均比的互補(bǔ)累積概率密度函數(shù)計(jì)算表示為：

paprccdf＝pr(λ>papr)(8)

其中，pr(·)代表概率統(tǒng)計(jì)算子。

圖5給出了本實(shí)施方式的zt-dft-s-sefdm信號(hào)峰均比互補(bǔ)累積概率密度函數(shù)，圖5中給出了兩組曲線，分別代表壓縮因?yàn)樽訛?.5和0.8時(shí)本實(shí)施方式的zt-dft-s-sefdm與dft-sefdm、sefdm峰均比的互補(bǔ)累積概率密度函數(shù)。在壓縮因子相同的情況下，每組曲線中的三條曲線對(duì)比表明zt-dft-s-sefdm具有低于sefdm的信號(hào)峰均比，基于dft正交變換的峰均比抑制方法是比較常見且行之有效的方法，而zt-dft-s-sefdm具有接近dft-sefdm的信號(hào)峰均比。仿真參數(shù)設(shè)置同上。

本實(shí)施方式為新型的零拖尾dft拓展高效頻分復(fù)用波形生成方法，該方法利用非正交子載波分配信號(hào)占用帶寬，在符號(hào)速率給定的情況下，相較于正交多載波調(diào)制方案具有更高的頻譜效率。同時(shí)，本實(shí)施方式在發(fā)射機(jī)采用零拖尾dft拓展的方法，該方法能夠有效抑制信號(hào)波形的帶外泄漏，同時(shí)保證了信號(hào)以較低的峰均比傳輸，節(jié)省了硬件放大器設(shè)計(jì)。

雖然在本文中參照了特定的實(shí)施方式來描述本發(fā)明，但是應(yīng)該理解的是，這些實(shí)施例僅僅是本發(fā)明的原理和應(yīng)用的示例。因此應(yīng)該理解的是，可以對(duì)示例性的實(shí)施例進(jìn)行許多修改，并且可以設(shè)計(jì)出其他的布置，只要不偏離所附權(quán)利要求所限定的本發(fā)明的精神和范圍。應(yīng)該理解的是，可以通過不同于原始權(quán)利要求所描述的方式來結(jié)合不同的從屬權(quán)利要求和本文中所述的特征。還可以理解的是，結(jié)合單獨(dú)實(shí)施例所描述的特征可以使用在其他所述實(shí)施例中。