本發(fā)明涉及偏振復(fù)用相干光通信系統(tǒng)的雙判決盲均衡方法。

背景技術(shù)：

當前光纖通信的發(fā)展主要面臨兩大問題：一是如何盡可能地提升傳輸容量；二是如何最大限度補償傳輸過程中的各種損傷以延長傳輸距離。相干探測、調(diào)制制式復(fù)雜化、偏振復(fù)用(dp)等技術(shù)為傳輸容量的提升發(fā)揮了重要作用。光相干接收技術(shù)在提高光接收機接收靈敏度的同時使發(fā)射端采用多維度多進制調(diào)制碼型成為可能。多維度多進制調(diào)制技術(shù)可在一個符號上承載多個比特信息，有效提高頻譜效率。dp與相干檢測結(jié)合則能夠在不改變光纖鏈路配置的情況下，使得系統(tǒng)傳輸率加倍，在提高頻譜利用率的同時增大了對光譜偏移的容忍度。若能對高速光傳輸系統(tǒng)中cd和pmd進行有效補償，則可在提升頻譜效率的同時保持信號長距離傳輸，也可使大量已鋪設(shè)的傳輸光纜可被再利用和進行系統(tǒng)擴容，為未來智能光網(wǎng)絡(luò)創(chuàng)造條件并為超高速光纖通信系統(tǒng)的發(fā)展做準備。

電色散補償(edc)技術(shù)采用電子濾波(均衡)技術(shù)對光色散進行補償，通過對接收的光信號在電域進行抽樣、軟件優(yōu)化和信號復(fù)原，能有效地調(diào)整接收信號波形，恢復(fù)由于cd、pmd和非線性效應(yīng)等引起的光信號展寬、失真，從而達到補償?shù)男Ч?。edc的均衡/去損傷功能與偏振解復(fù)用功能綜合一體，可實現(xiàn)聯(lián)合優(yōu)化并免除了偏振實時跟蹤反饋控制環(huán)節(jié)。此外，由于電子技術(shù)成熟、便于集成、電子設(shè)備添加至現(xiàn)有光通信系統(tǒng)可保障已鋪設(shè)的光纜可再利用。因此，光通信系統(tǒng)色散補償領(lǐng)域的研究人員開始將注意力轉(zhuǎn)向如何在電域探求更好的色散補償方法。目前cd、pmd電域綜合補償?shù)湫偷淖鞣ㄖ饕牵菏紫韧ㄟ^數(shù)字濾波器去除大量由于光信息傳播所累積的cd，隨后通過自適應(yīng)均衡器恢復(fù)傳輸信號偏振的同時補償pmd及殘留cd的影響。主要研究工作集中在最大似然序列估計(mlse)法和蝶形恒模算法(cma)上。mimo等效思想的蝶形cma色散補償方法由美國中佛羅里達大學(xué)y.han團隊和英國倫敦大學(xué)學(xué)院的s.j.savory等人相繼提出。蝶形cma具有算法思路簡單、物理概念清晰、計算復(fù)雜度小、便于實時實現(xiàn)、對相位噪聲不敏感等優(yōu)點，吸引了大量研究人員的注意。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明旨在提供一種偏振復(fù)用相干光通信系統(tǒng)的雙判決盲均衡方法，獲得較快的收斂速度和較小的穩(wěn)態(tài)誤差。

為解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明所采用的技術(shù)方案是：一種偏振復(fù)用相干光通信系統(tǒng)的雙判決盲均衡方法，包括以下步驟：

1)建立偏振復(fù)用信號傳輸模型：均衡器輸出其中，wp＝[wp.p(0)，...，wp.p(l-1)，wp.q(0)，...，wp.q(l-1)]^*；根據(jù)接收信號構(gòu)造yl(n)＝[yp(n)^*,...,yp(n-l+1)^*,yq(n)^*,...,yq(n-l+1)^*]^*；l為極化方向分數(shù)間隔均衡器長度的一半；上標*表示矩陣轉(zhuǎn)置運算；

i為第i個采樣時刻，t是發(fā)送信號的符號周期；

2)設(shè)計輸出z(n)：z(n)＝λ(n)z1(n)+[1-λ(n)]z2(n)；其中，λ(n)＝[λp(n),λq(n)]^*為軟判決算子；zi(n)＝[zi,p(n),zi,q(n)]^*,i＝1,2是均衡器輸出的第i個信號，其值為zp(n)的第i行；

3)設(shè)計如下軟判決算子：其中，反曲函數(shù)sgm(x)＝(1+e^-x)^-1，這里e為自然數(shù)，x為函數(shù)自變量，α⁺、α^-分別為x方向和y方向上判決函數(shù)輸入αp(n)、αq(n)中的正數(shù)最大值；p和q分別代表x和y方向極化；

4)設(shè)計以下代價函數(shù)將所述代價函數(shù)jp(n)對αp(n)求偏導(dǎo)，并用瞬時梯度代替真實梯度，得到其中，λp(n-1)為第n-1次迭代時的判決函數(shù)算子，為求導(dǎo)運算；ρ(n)為第n次迭代的高斯聚類簇的方差；pp(n)＝ηpp(n-1)+(1-η)|z1,p-z2,p|²，η∈[0,1]，|·|表示取模值運算，pp(n)為第n次迭代的因子，pp(n)的初始值為0；表示取實部運算；表示數(shù)學(xué)期望，zp,r(n)和zp,i(n)分別表示均衡器輸出zp(n)的實部和虛部，rc為與發(fā)送信號有關(guān)的常數(shù)；

5)對步驟4)的代價函數(shù)進行迭代運算，當輸出信號眼圖張開時，進入步驟6)；

6)設(shè)計如下軟判決代價函數(shù)jsdd：

m為調(diào)制信號的階數(shù)，k為一個大于1的正整數(shù)，ρ和ζij分別表示高斯簇的方差和均值；利用所述軟判決代價函數(shù)jsdd更新均衡器權(quán)值，所述均衡器權(quán)值更新準則為：μ1為步長；均衡器更新準則為：其中，上標h表示共軛運算，e2(n)＝d(n)-z2,p(n)，d(n)為判決輸出信號值，μvss為可變的步長；wp(n)＝[w1,p(n)w2,p(n)]^t，wm,p，m＝1,2待獲得的p極化方向的各路均衡器，上標t表示矩陣轉(zhuǎn)置。

本發(fā)明中，α⁺＝α^-＝4。

μvss的更新公式如下：

其中，為符號函數(shù)，和分別表示取實部和取虛部運算。

μvss(n+1)≈μvss(n)(1+β)，其中，β＝-γμvss|e2(n)|²。

本發(fā)明中，m為4,8,16,32,64…

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明所具有的有益效果為：本發(fā)明輸出軟判決的步長是可變，當輸出端信號均方誤差(mse)足夠低時，兩個蝶形均衡器開啟，進而獲得較快的收斂速度和較小的穩(wěn)態(tài)誤差。

附圖說明

圖1是本發(fā)明光纖通信色散和偏振模色散原理示意圖；

圖2是本發(fā)明的信道模型；

圖3是本發(fā)明的算法框圖；

圖4是本發(fā)明仿真實驗16正交幅度調(diào)制(16qam)系統(tǒng)均衡器輸出信號對比結(jié)果；

圖5是本發(fā)明仿真實驗64正交幅度調(diào)制(64qam)系統(tǒng)均衡器輸出信號對比結(jié)果；

圖6是本發(fā)明16正交幅度調(diào)制(16qam)系統(tǒng)比特誤碼率(ber)與光信噪比(osnr)的關(guān)系；

圖7是本發(fā)明16正交幅度調(diào)制(16qam)系統(tǒng)比特誤碼率(ber)與殘留色散(cd)的關(guān)系。

具體實施方式

本發(fā)明包括如下幾個步驟：

(1)建立偏振復(fù)用信號傳輸模型

僅考慮線性色度色散(cd)和偏振模色散(pmd)(圖1所示)，光傳輸信道可等效為一個靜態(tài)信道。信道模型如圖2所示，調(diào)制符號序列{s(k)}首先通過一個成型濾波器g(t)：

其中t為時間，t是發(fā)送信號的符號周期，xp(t)為x方向極化信息。經(jīng)過光傳輸信道之后，并考慮加性噪聲影響，接收的連續(xù)時間信號以t/2時間進行間隔采樣，獲得

這里接收信號發(fā)送信號加性高斯白噪聲上標*表示矩陣轉(zhuǎn)置運算。p和q分別代表x和y方向極化，t0為固定時間延遲。信道沖激響應(yīng)矩陣

設(shè)x極化方向分數(shù)間隔均衡器(fse)的長度為2l，x極化方向均衡器輸出信號可表達為

為簡化計，假設(shè)fse抽頭數(shù)為偶數(shù)，并只有奇數(shù)輸出采樣點保留，則x方向極化輸出序列可改寫為：

分別令wp,p＝[wp,p(2i),wp,p(2i+1)]，

wp,q＝[wp,q(2i),wp,q(2i+1)]，i為第i個采樣時刻?？傻?/p>

這里wp＝[wp,p(0),...,wp,p(l-1),wp,q(0),...,wp,q(l-1)]^*，

yl(n)＝[yp(n)^*,...,yp(n-l+1)^*,yq(n)^*,...,yq(n-l+1)^*]^*

下面對照圖3設(shè)計判決方案。

(2)設(shè)計輸出判決方案

令軟判決算子λ(n)＝[λp(n),λq(n)]^*，輸出信號z(n)＝[zp(n),zq(n)]^*，zi(n)＝[zi,p(n),zi,q(n)]^*,(i＝1,2)，zi(n)＝[zi,p(n),zi,q(n)]^*,i＝1,2是均衡器輸出的第i個信號，其值由后取其第i行獲得。設(shè)計如下輸出方案：

z(n)＝λ(n)z1(n)+[1-λ(n)]z2(n)(6)

(3)設(shè)計輸出軟判決算子

設(shè)計如下軟判決算子：

其中，反曲函數(shù)sgm(x)＝(1+e^-x)^-1，這里e為自然數(shù)，x為函數(shù)自變量。α⁺為αp(n)中的正數(shù)最大值，本發(fā)明中設(shè)置α⁺＝4，q方向上的軟判決算子形式與之相同。

(4)采用多模算法代價函數(shù)并設(shè)計算法更新準則

采用文獻[yangj,wernerjj,dumontga.themultimodulusblindequalizationanditsgeneralizedalgorithms[j].selectedareasincommunicationsieeejournalon,2002,20(5):997-1015.]的多模(mma)算法代價函數(shù)

這里表示數(shù)學(xué)期望，zp,r(n)和zp,i(n)分別表示zp(n)的實部和虛部，rc為與發(fā)送信號有關(guān)的常數(shù)。

將式(8)對αp(n)求偏導(dǎo)，并用瞬時梯度代替真實梯度，可得

這里為求導(dǎo)運算；ρ(n)為第n次迭代的高斯聚類簇的方差；

pp(n)＝ηpp(n-1)+(1-η)|z1,p-z2,p|²，η∈[0,1]，|·|表示取模值運算，pp(n)為第n次迭代的因子，其值由令其初始值為零后由迭代運算反復(fù)更新獲得；表示取實部運算。

迭代運算該算法，當輸出信號眼圖張開時，切換至軟判決(sdd)方式。

(5)設(shè)計軟判決代價函數(shù)及其更新準則

1.軟判決(sdd)代價函數(shù)設(shè)計如下

這里ρ和ζij分別表示高斯簇的方差和均值，m為調(diào)制信號的階數(shù)，一般為4,8,16,32,64…，k為一個大于1的正整數(shù)。

均衡器權(quán)值更新準則如下：

這里μ1為步長。

vss-dd代價函數(shù)如下：

jvss_dd＝e{|d(n)-z2,p(n)|²}(12)

均衡器更新準則為：

這里上標h表示共軛運算，e2(n)＝d(n)-z2,p(n)，d(n)為判決輸出信號值，μvss為可變的步長，μvss的更新策略如下：

這里

其中為符號函數(shù)，和分別表示取實部和取虛部運算。

利用泰勒展開式可得：

μvss(n+1)≈μvss(n)(1+β)(16)

這里β＝-γμvss|e2(n)|²。

仿真實驗設(shè)置：16qam/64qam偏振復(fù)用實現(xiàn)，符號率分別為14gbaud和10gbaud，隨機序列長度16384。激光線寬為0，均衡器長度l＝9，恒模算法(cma)和mma算法步長為1×10^-5。圖4和圖5分別在色散cd＝1000ps/nm(皮秒/納米)，群時延(dgd)為50ps(皮秒)，極化旋轉(zhuǎn)角為45度情況下的16qam(光信噪比osnr＝20db)和64qam(光信噪比osnr＝30db)信號均衡后輸出信號結(jié)果對比。圖6是本發(fā)明16正交幅度調(diào)制(16qam)系統(tǒng)比特誤碼率(ber)與光信噪比(osnr)的關(guān)系；圖7是本發(fā)明16正交幅度調(diào)制(16qam)系統(tǒng)比特誤碼率(ber)與殘留色散(cd)的關(guān)系。