本發(fā)明屬于無線通信技術(shù)領(lǐng)域，更具體地，涉及一種基于fbmc調(diào)制在指定時間區(qū)間內(nèi)生成多載波導(dǎo)頻序列的方法。

背景技術(shù)：

濾波器組多載波(filterbankmulticarrier，fbmc)系統(tǒng)相比于正交頻分復(fù)用(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing，ofdm)系統(tǒng)具有更高的頻譜利用率及更小的帶外干擾；fbmc系統(tǒng)己廣泛應(yīng)用于語音處理、快速計算、噪聲處理、圖像壓縮、雷達信號處理、多媒體信號處理等領(lǐng)域，如今作為未來無線通信的一個關(guān)鍵技術(shù)，更是通信系統(tǒng)研究中的一大熱點。

無線通信系統(tǒng)的性能在很大程度上受到無線信道的影響，如陰影衰落和頻率選擇性衰落等等，因此信道估計的準確度直接決定整個系統(tǒng)的性能。

從信道先驗算法的角度來看，信道估計又分為：基于參考信號的估計、半盲估計和盲估計。基于參考信號的估計是在待發(fā)送數(shù)據(jù)前加入導(dǎo)頻通過導(dǎo)頻頻點的信道信息來推斷整個頻帶上的信道信息；因此得到一組含有接近于多載波導(dǎo)頻序列的信號是信道估計的基礎(chǔ)。為了達到這個目的，需要對導(dǎo)頻符號進行設(shè)計。當前的fbmc信道估計都是基于導(dǎo)頻符號的，由于導(dǎo)頻符號之間存在干擾，所以信道估計結(jié)果較差。如何在fbmc信號中構(gòu)造多載波導(dǎo)頻序列以提高信道估計性能是本領(lǐng)域關(guān)注的問題。

在獲得多載波導(dǎo)頻序列的基礎(chǔ)上，還要最大程度減小信號的時域長度，以提高頻譜利用率，而經(jīng)過fbmc調(diào)制之后的時域信號在最前端和最后端有較長的拖尾，因此在用fbmc調(diào)制構(gòu)造多載波導(dǎo)頻序列的時候還需要進行拖尾抑制。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

針對現(xiàn)有技術(shù)的以上缺陷或改進需求，本發(fā)明提供了一種基于fbmc調(diào)制在指定時間區(qū)間內(nèi)生成多載波導(dǎo)頻序列的方法，其目的在于用fbmc導(dǎo)頻符號構(gòu)造利用多載波導(dǎo)頻用于信道估計，并且抑制fbmc的時域信號拖尾，增大頻譜利用率。

為實現(xiàn)上述目的，按照本發(fā)明的一個方面，提供了一種基于fbmc調(diào)制在指定時間區(qū)間內(nèi)生成多載波導(dǎo)頻序列的方法，包括如下步驟：

(1)在指定頻點上通過ofdm調(diào)制生成第一多載波導(dǎo)頻序列，對該第一多載波導(dǎo)頻序列加窗口得到第二多載波導(dǎo)頻序列；

(2)根據(jù)以下原則獲取一組規(guī)定子載波和規(guī)定時間點上的fbmc導(dǎo)頻符號：

通過調(diào)制所述fbmc導(dǎo)頻符號所獲得的第三多載波導(dǎo)頻序列與所述第二多載波導(dǎo)頻序列的整體相近度最佳；

其中，整體相近度的值根據(jù)所加窗口各區(qū)域內(nèi)第三多載波導(dǎo)頻序列與所述第二多載波導(dǎo)頻序列差值的絕對值的加權(quán)平方和確定；在整體相近度的值最小時，所述整體相近度最佳；

(3)根據(jù)導(dǎo)頻符號之后的數(shù)據(jù)符號對步驟(2)獲得的fbmc導(dǎo)頻符號疊加一組修正量獲得修正fbmc導(dǎo)頻符號；在所述修正fbmc導(dǎo)頻符號后加上數(shù)據(jù)符號進行調(diào)制獲得第四多載波導(dǎo)頻序列。第四多載波導(dǎo)頻序列即fbmc系統(tǒng)實際發(fā)射的多載波導(dǎo)頻序列，接收端利用該多載波導(dǎo)頻序列進行信道估計。

優(yōu)選地，上述的方法，對其第一多載波導(dǎo)頻序列所加的窗口包括前零值區(qū)、前過渡區(qū)、平坦區(qū)、后過渡區(qū)和后零值區(qū)；所述窗口在前過渡區(qū)、后過渡區(qū)均呈滾降狀；所述窗口在前過渡區(qū)、后過渡區(qū)的幅值均不超過其在平坦區(qū)的幅值；所述窗口在前零值區(qū)和后零值區(qū)內(nèi)幅值為0。

優(yōu)選地，上述的方法，其窗口在前過渡區(qū)、后過渡區(qū)均為余弦滾降序列；

所述前過渡區(qū)的幅值

所述后過渡區(qū)的幅值

其中，f(t)是指對應(yīng)坐標t的幅值，t是指采樣點時間序列，m是指fbmc系統(tǒng)的復(fù)數(shù)符號間隔包含的采樣點數(shù)，它和fbmc系統(tǒng)的子載波數(shù)是相等的，過渡區(qū)幅值由0增至1，保證了窗口的過渡區(qū)的幅值不超過平坦區(qū)的幅值，發(fā)送整段數(shù)據(jù)時發(fā)射功率穩(wěn)定。

優(yōu)選地，上述的方法，上述的整體相近度的值

p＝p(前零值區(qū))c(前零值區(qū))+p(前過渡區(qū))c(前過渡區(qū))+p(平坦區(qū))c(平坦區(qū))+p(后過渡區(qū))c(后過渡區(qū))+p(后零值區(qū))c(后零值區(qū))；

其中，前零值區(qū)相近度p(前零值區(qū))是前零值區(qū)內(nèi)第三多載波導(dǎo)頻序列與第二多載波導(dǎo)頻序列差值的絕對值的平方和；

前過渡區(qū)相近度p(前過渡區(qū))是前過渡區(qū)內(nèi)第三多載波導(dǎo)頻序列與第二多載波導(dǎo)頻序列差值的絕對值的平方和；

平坦區(qū)相近度p(平坦區(qū))是平坦區(qū)內(nèi)第三多載波導(dǎo)頻序列與第二多載波導(dǎo)頻序列差值的絕對值的平方和；

后過渡區(qū)相近度p(后過渡區(qū))是后過渡區(qū)內(nèi)第三多載波導(dǎo)頻序列與第二多載波導(dǎo)頻序列差值的絕對值的平方和；

后零值區(qū)相近度p(后零值區(qū))是后零值區(qū)內(nèi)第三多載波導(dǎo)頻序列與第二多載波導(dǎo)頻序列差值的絕對值的平方和；

c(前零值區(qū))為前零值區(qū)權(quán)重，c(前過渡區(qū))為前過渡區(qū)權(quán)重，c(平坦區(qū))為平坦區(qū)權(quán)重，c(后過渡區(qū))為后過渡區(qū)權(quán)重，c(后零值區(qū))為后零值區(qū)權(quán)重。

優(yōu)選地，上述的方法，其修正量根據(jù)以下方法獲得，

將使得第四多載波導(dǎo)頻序列與第二多載波導(dǎo)頻序列的整體相近度最佳的修正量作為修正量；該整體相近度的值

p2＝p2(前零值區(qū))c2(前零值區(qū))+p2(前過渡區(qū))c2(前過渡區(qū))+p2(平坦區(qū))c2(平坦區(qū))+p2(前過渡區(qū))c2(后過渡區(qū))+p2(后零值區(qū))c2(后零值區(qū))

其中，前零值區(qū)相近度p2(前零值區(qū))是前零值區(qū)內(nèi)第四多載波導(dǎo)頻序列與第二多載波導(dǎo)頻序列差值的絕對值的平方和；

前過渡區(qū)相近度p2(前過渡區(qū))是前過渡區(qū)內(nèi)第四多載波導(dǎo)頻序列與第二多載波導(dǎo)頻序列差值的絕對值的平方和；

平坦區(qū)相近度p2(平坦區(qū))是平坦區(qū)內(nèi)第四多載波導(dǎo)頻序列與第二多載波導(dǎo)頻序列差值的絕對值的平方和；

過渡區(qū)相近度p2(后過渡區(qū))是后過渡區(qū)內(nèi)第四多載波導(dǎo)頻序列與第二多載波導(dǎo)頻序列差值的絕對值的平方和；

后零值區(qū)相近度p2(后零值區(qū))是后零值區(qū)內(nèi)第四多載波導(dǎo)頻序列與第二多載波導(dǎo)頻序列差值的絕對值的平方和。

c2(前零值區(qū))為前零值區(qū)權(quán)重，c2(前過渡區(qū))為前過渡區(qū)權(quán)重，c2(平坦區(qū))為平坦區(qū)權(quán)重，c2(后過渡區(qū))為后過渡區(qū)權(quán)重，c2(后零值區(qū))為后零值區(qū)權(quán)重。

利用構(gòu)造好的多載波導(dǎo)頻序列進行信道估計的方法是：接收端對接收到的第四多載波導(dǎo)頻序列進行傅里葉變換處理，然后將導(dǎo)頻載波上的接收值除以導(dǎo)頻載波上的發(fā)送值即可獲得信道估計結(jié)果。

總體而言，通過本發(fā)明所構(gòu)思的以上技術(shù)方案與現(xiàn)有技術(shù)相比，能夠取得下列有益效果：

(1)在現(xiàn)有技術(shù)中，fbmc符號經(jīng)過調(diào)制之后，由于濾波器的原因會使得調(diào)制之后的時域信號前端有一定長度的拖尾，這一拖尾并沒有包含實際有用的信息，但占用了時域資源；本發(fā)明通過將第二多載波導(dǎo)頻序列在窗口的前零值區(qū)置0，使得導(dǎo)頻符號經(jīng)過fbmc調(diào)制之后前端數(shù)據(jù)趨于0，增加了頻譜利用率；

(2)在現(xiàn)有技術(shù)中，利用ofdm信道估計的方法顯然不能應(yīng)用于fbmc系統(tǒng)中，ofdm的導(dǎo)頻符號與數(shù)據(jù)在同一時間點相互正交，而fbmc系統(tǒng)中相鄰符號間存在干擾，這就使得接收端無法恢復(fù)純凈的導(dǎo)頻信息；本發(fā)明的方法將導(dǎo)頻序列與數(shù)據(jù)序列在時間點上前后連接，并根據(jù)第二多載波導(dǎo)頻序列找到一組修正fbmc導(dǎo)頻符號，根據(jù)該修正fbmc導(dǎo)頻符號進行調(diào)制，以在指定時間區(qū)間內(nèi)能夠生成純凈的多載波導(dǎo)頻序列，可更加準確的進行信道估計。

附圖說明

圖1是實施例中的導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)示意圖；

圖2是實施例提供的生成所需fbmc導(dǎo)頻符號方法的流程圖；

圖3是實施例中加載在6個單載波上發(fā)送的第一多載波導(dǎo)頻序列；

圖4是對第一多載波導(dǎo)頻序列加窗的窗口；

圖5是實施例中對第一多載波導(dǎo)頻序列加窗之后生成的第二多載波導(dǎo)頻序列；

圖6是實施例中在時間點上的fbmc導(dǎo)頻符號的結(jié)構(gòu)及fbmc調(diào)制后的時域范圍；

圖7是實施例中數(shù)據(jù)符號和修正量經(jīng)過fbmc調(diào)制后在所述窗口內(nèi)的影響范圍；

圖8是實施例中生成的被干擾序列的示意圖；

圖9是實施例中生成的第四多載波導(dǎo)頻序列的示意圖；

圖10是實施例中在指定時間區(qū)間內(nèi)第二多載波導(dǎo)頻序列與第四多載波導(dǎo)頻序列的snr的ccdf曲線示意圖。

具體實施方式

為了使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案及優(yōu)點更加清楚明白，以下結(jié)合附圖及實施例，對本發(fā)明進行進一步詳細說明。應(yīng)當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發(fā)明，并不用于限定本發(fā)明。此外，下面所描述的本發(fā)明各個實施方式中所涉及到的技術(shù)特征只要彼此之間未構(gòu)成沖突就可以相互組合。

本發(fā)明所提供的方法，通過尋找一組fbmc導(dǎo)頻符號，使其經(jīng)過fbmc調(diào)制后的第四多載波導(dǎo)頻序列在指定時間區(qū)間內(nèi)與目標多載波導(dǎo)頻序列，也即第二多載波導(dǎo)頻序列，盡可能接近；導(dǎo)頻符號的結(jié)構(gòu)如圖1所示，定義0時間點與1時間點之間的間隔為符號間隔，定義0時間點與2時間點之間的間隔為復(fù)數(shù)符號間隔；當用戶占用的子載波為i1至i2號子載波，則僅需發(fā)送一組i1至i2號子載波上的fbmc導(dǎo)頻符號，fbmc導(dǎo)頻符號的前部分為導(dǎo)頻符號，后部分為數(shù)據(jù)符號；通過導(dǎo)頻符號調(diào)制后生成的第四多載波導(dǎo)頻序列得到信道在i1至i2頻點上的信道響應(yīng)。

實施例提供的基于fbmc調(diào)制在指定時間區(qū)間內(nèi)生成多載波導(dǎo)頻序列的方法，其流程如圖2所示，具體包括如下步驟：

(1)根據(jù)下式生成第一多載波導(dǎo)頻序列；

其中，t表示采樣點時間序列，s(t)表示對應(yīng)時間t的多載波導(dǎo)頻序列，w(m)表示各單載波的相位，f表示多載波導(dǎo)頻序列在時域上的偏移，m是指fbmc系統(tǒng)的子載波個數(shù)，ω是指發(fā)送導(dǎo)頻信號的頻點集合。

找到一組相位w(m)使得時域數(shù)據(jù)s(t)有零點，時域偏移f的確定標準是：讓時域零點成為所截取信號的起始點，通過設(shè)置使得第三多載波導(dǎo)頻序列有更清晰的起點和終點。

(2)對第一多載波導(dǎo)頻序列加窗得到第二多載波導(dǎo)頻序列；實施例中，窗口在平坦區(qū)為1，在前零值區(qū)和后零值區(qū)均為0，在前、后過渡區(qū)設(shè)置為余弦滾降序列；

前過渡區(qū)的幅值

后過渡區(qū)的幅值

其中，f(t)是指對應(yīng)坐標t的幅值，t是指采樣點時間序列，m是指fbmc系統(tǒng)的復(fù)數(shù)符號間隔包含的采樣點數(shù)，與fbmc系統(tǒng)的子載波數(shù)相等，過渡區(qū)幅值由0增至1，保證了窗口的過渡區(qū)的幅值不超過平坦區(qū)的幅值，發(fā)送整段數(shù)據(jù)時發(fā)射功率穩(wěn)定。

(3)通過以下方法確定fbmc導(dǎo)頻符號，使得該fbmc導(dǎo)頻符號在經(jīng)fbmc調(diào)制之后得到的第三多載波導(dǎo)頻序列與第二多載波導(dǎo)頻序列盡量接近；

即為：找到一組fbmc導(dǎo)頻符號使得p最小；

p＝p(前零值區(qū))c(前零值區(qū))+p(前過渡區(qū))c(前過渡區(qū))+p(平坦區(qū))c(平坦區(qū))+p(后過渡區(qū))c(后過渡區(qū))+p(后零值區(qū))c(后零值區(qū))

其中，c(前零值區(qū))＝1，c(前過渡區(qū))＝小于1的系數(shù)，c(平坦區(qū))＝1，c(后過渡區(qū))＝0，c(后零值區(qū))＝小于1的系數(shù)；

(4)在fbmc導(dǎo)頻符號的基礎(chǔ)上疊加一組修正量，使得fbmc導(dǎo)頻符號與數(shù)據(jù)經(jīng)fbmc調(diào)制后的第四多載波導(dǎo)頻序列在指定時間區(qū)間內(nèi)仍與第二多載波導(dǎo)頻序列接近。

使得上述的第四多載波導(dǎo)頻序列與第二多載波導(dǎo)頻序列盡可能接近的方法為，找到一組修正量使得p2最小；

p2＝p2(前零值區(qū))c2(前零值區(qū))+p2(前過渡區(qū))c2(前過渡區(qū))+p2(平坦區(qū))c2(平坦區(qū))+p2(前過渡區(qū))c2(后過渡區(qū))+p2(后零值區(qū))c2(后零值區(qū))

其中，c2(前零值區(qū))＝c2(前過渡區(qū))＝c2(后過渡區(qū))＝0，c2(平坦區(qū))＝1，c2(后零值區(qū))＝小于1的系數(shù)。

以下結(jié)合具體實施例及數(shù)據(jù)進行進一步地闡述：

(1)本實施例中，fbmc系統(tǒng)的子載波個數(shù)為m＝256；其中用戶可使用的子載波數(shù)m′＝12，即1～12號子載波，多載波導(dǎo)頻信號在m＝1,3,5,7,9,11的6個fbmc子載波上發(fā)送；

生成多載波導(dǎo)頻序列

通過計算機搜索得到w(m)＝[135,45,270,45,90,90]，時域偏移量f＝49；生成的第一多載波導(dǎo)頻序列如圖3所示。

(2)對第一多載波導(dǎo)頻序列加窗得到第二多載波導(dǎo)頻序列；實施例中，窗口包括前零值區(qū)，前過渡區(qū)，平坦區(qū)，后過渡區(qū)和后零值區(qū)5個部分；其中前零值區(qū)和后零值區(qū)均為0，平坦區(qū)為1，前、后過渡區(qū)為余弦滾降序列；

前過渡區(qū)函數(shù)公式為：

后過渡區(qū)函數(shù)公式為：

其中m是fbmc系統(tǒng)的復(fù)數(shù)符號間隔包含的采樣點數(shù)，數(shù)值上與fbmc系統(tǒng)的子載波個數(shù)相等；過渡區(qū)包含的采樣點個數(shù)為平坦區(qū)包含的采樣點個數(shù)為整段窗口如圖4所示。對第一多載波導(dǎo)頻序列加窗之后得到第二多載波導(dǎo)頻序列，設(shè)第二多載波導(dǎo)頻序列在所加窗口各區(qū)域內(nèi)的序列為s(前零值區(qū))，s(前過渡區(qū))，s(平坦區(qū))，s(后過渡區(qū))，s(后零值區(qū))，它們的時域范圍分別為

其中s(前零值區(qū))＝s(后零值區(qū))＝0，如圖5所示。

(3)找到一組fbmc導(dǎo)頻符號使得p最??；

p＝p(前零值區(qū))c(前零值區(qū))+p(前過渡區(qū))c(前過渡區(qū))+p(平坦區(qū))c(平坦區(qū))+p(后過渡區(qū))c(后過渡區(qū))+p(后零值區(qū))c(后零值區(qū))

fbmc導(dǎo)頻符號矩陣記為v，v的大小為12行14列，對應(yīng)1～12號子載波的5～18號時間點上的符號。vt表示v在時間點上的符號個數(shù)，這里vt＝14，如圖6所示，其中虛線表示第一個和最后一個fbmc導(dǎo)頻符號經(jīng)調(diào)制后的時域范圍。

因為有

p(前零值區(qū))＝||0-g1v||²

p(前過渡區(qū))＝||s(前過渡區(qū))-g2v||²

p(平坦區(qū))＝||s(平坦區(qū))-g3v||²

p(后過渡區(qū))＝||s(后過渡區(qū))-g4v||²

p(后零值區(qū))＝||0-g5v||²

其中，v是fbmc導(dǎo)頻符號v按列排列的向量；g1,g2,g3,g4,g5可以通過fbmc調(diào)制得到，大小分別為行vtm′列，行vtm′列，行vtm′列，行vtm′列，行vtm′列。

則：

p＝||0-g1v||²c(前零值區(qū))+||s(前過渡區(qū))-g2v||²c(前過渡區(qū))+||s(平坦區(qū))-g3v||²c(平坦區(qū))+||s(后過渡區(qū))-g4v||²c(后過渡區(qū))+||0-g5v||²c(后零值區(qū))

由于v是實數(shù)，而上式中的參數(shù)s(前零值區(qū))，s(前過渡區(qū))，s(平坦區(qū))，s(后過渡區(qū))，s(后零值區(qū))，g1,g2,g3,g4,g5均為復(fù)數(shù)，所以可將上式轉(zhuǎn)換為：

其中c(前零值區(qū))＝1，c(前過渡區(qū))＝0.4，c(平坦區(qū))＝1，c(后過渡區(qū))＝0，c(后零值區(qū))＝0.7；

r[·]，i[·]分別表示取實部和取虛部處理。

為了使p最小，則

(4)確定fbmc導(dǎo)頻符號的修正量；在上一步得到的fbmc導(dǎo)頻符號后面加上數(shù)據(jù)進行fbmc調(diào)制得到被干擾序列；fbmc導(dǎo)頻符號的修正量經(jīng)fbmc調(diào)制后的序列應(yīng)該盡量接近第二多載波導(dǎo)頻序列與被干擾序列的差值。

在實施例中，對平坦區(qū)產(chǎn)生影響的數(shù)據(jù)符號在時間點上的范圍為19～21，如圖7所示。為了降低計算復(fù)雜度，實施例只使用數(shù)據(jù)的第1個時間點(也就是19時間點)上的符號來計算被干擾序列，此時得到的被干擾序列的仿真圖如圖8所示，圖中可以看出被干擾序列在平坦區(qū)的后面部分受到了數(shù)據(jù)的干擾。

本實施例中修正量矩陣v′的大小為12行1列，對應(yīng)1～12號子載波的17號時間點上的符號；v′t表示v′在時間點上的符號個數(shù)，這里v′t＝1。

因為本實施例中只關(guān)注平坦區(qū)和后零值區(qū)受到數(shù)據(jù)符號所產(chǎn)生的影響，所以令c2(前零值區(qū))＝c2(前過渡區(qū))＝c2(后過渡區(qū))＝0，設(shè)第二多載波導(dǎo)頻序列與被干擾序列在平坦區(qū)和后零值區(qū)的差值分別為s′(平坦區(qū))，s′(后零值區(qū))，其時域范圍分別為則

p2(平坦區(qū))＝||s′(平坦區(qū))-g3v′||²

p2(后零值區(qū))＝||s′(后零值區(qū))-g5v′||²

v′是修正量v′按列排列的向量。

則p2＝||s′(平坦區(qū))-g3v′||²c2(平坦區(qū))+||s′(后零值區(qū))-g5v′||²c2(后零值區(qū))

因為v′是實數(shù)，而上式中的參數(shù)s′(平坦區(qū))，s′(后零值區(qū)),g3,g5均為復(fù)數(shù)，所以將上式寫成：

其中c2(平坦區(qū))＝1，c2(后零值區(qū))＝0.02，

為了使p2最小，則

將fbmc導(dǎo)頻符號與相應(yīng)位上的修正量相加的結(jié)果就是修正fbmc導(dǎo)頻符號；根據(jù)修正fbmc導(dǎo)頻符號所獲得的第四多載波導(dǎo)頻序列如圖9所示。從圖9可以看出，fbmc系統(tǒng)實際發(fā)射的多載波導(dǎo)頻序列在前零值區(qū)的幅值近似為0，在平坦區(qū)與多載波導(dǎo)頻序列相近。

根據(jù)以下公式計算平坦區(qū)中間(即fft窗口)長度內(nèi)的第四多載波導(dǎo)頻序列與第二多載波導(dǎo)頻序列之間的snr：

snr的ccdf曲線如圖10所示，從該圖中可以看出仿真得到的snr在大多數(shù)情況下達到40db及以上，表明fbmc導(dǎo)頻符號經(jīng)fbmc調(diào)制后的第四多載波導(dǎo)頻序列在平坦區(qū)十分接近多載波導(dǎo)頻序列。

利用構(gòu)造好的多載波導(dǎo)頻序列進行信道估計的方法是：接收端對接收到的第四多載波導(dǎo)頻序列平坦區(qū)中間區(qū)域進行傅里葉變換處理，然后將導(dǎo)頻載波上的接收值除以導(dǎo)頻載波上的發(fā)送值就得到了信道估計結(jié)果。

在本實施例中，由于導(dǎo)頻信號在6個fbmc子載波上發(fā)送，所以接收端能夠收到6個頻點的準確信息，除這6個頻點相應(yīng)的發(fā)送值即可得到6個頻點上的信道估計結(jié)果，通過信道插值可得到所需估計的所有頻點信息。

本領(lǐng)域的技術(shù)人員容易理解，以上所述僅為本發(fā)明的較佳實施例而已，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)所作的任何修改、等同替換和改進等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。