本發(fā)明屬于光纖通信中的全光信號處理領域，尤其涉及一種在波分復用(wdm)系統(tǒng)中的基于相位敏感放大的多路mpsk信號再生方法。

現有技術

隨著目前互聯網通信業(yè)務的指數增長，對信息傳遞的速度以及通信容量的需求大幅度上升?？紤]到光纖通信系統(tǒng)高速、高帶寬、長傳輸距離的特性，目前被廣泛應用于通信網絡中。傳統(tǒng)的光纖通信系統(tǒng)存在“光-電-光”的轉換，速度受限于“電子瓶頸”。而全光信號處理過程旨在利用全光的方法來對信號進行處理，避免“光-電-光”的轉換過程，完全消除“電子瓶頸”的限制。但信號在光纖中傳輸時，會受到色散、損耗、非線性效應等因素的影響，使得信號質量變差，并且越高級的調制格式，由于信號在星座圖中的歐氏距離更近，抗噪聲能力變弱，就更容易受到鏈路中產生噪聲的影響。因此，為了保證信號的傳輸質量，需要對信號進行再生，使劣化的信號得到恢復?？紤]到目前廣泛應用于光網絡中的wdm系統(tǒng)，由于多路光波同時傳輸，加劇了信道間的非線性效應，使各路信號都更容易受到旁路信號的影響。因此，對于多路mpsk信號同時再生技術的研究顯得尤為重要且十分必要。

四波混頻屬于非線性效應中的光學參量過程，它是光纖介質三階極化作用產生的一種光波間耦合效應，是因多個光波相互作用而導致在某些波長上產生所謂混頻產物，可以產生多種參量效應。利用四波混頻，可以實現在信號頻率處產生與之具有固定相位關系的諧波來相干疊加實現干涉相長，從而實現放大信號特定的相位點，同時壓縮其他的相位點，即所謂的相位敏感放大。利用此種方法，可以實現mpsk信號的相位再生。而在wdm系統(tǒng)中，當信道間距與光纖色散足夠小且滿足相位匹配時，四波混頻將成為非線性串擾的主要因素。

針對目前多波長再生技術中存在的各種問題，有研究者提出了解決方案：

2011年的opticsexpress，第19卷，26期，938-945頁，sygletoss等人利用傳統(tǒng)相位敏感放大器(psa)結構，實現了兩路dpsk信號的同時再生；隨后在2014年ecoc，他們又以同樣的結構實現了兩路qpsk信號的同時再生。當信號數量較少且再生信號的階次較低時，如bpsk信號、qpsk信號，使用此種方案可以看到較為明顯的再生效果。但當信號數量增多時，使用該方案不可避免的會帶來較多的非線性串擾，嚴重影響再生效果。同時若是信號階次繼續(xù)增大，高次諧波的獲得也會成為該方案的一個瓶頸。

2015年ecoc，p.guan等人利用光學傅立葉變換(oft)過程將wdm信號轉換成otdm信號，實現了四路bpsk信號的同時再生。使用此種方法非常巧妙的將頻域中的多路信號轉換為一路，會大大降低再生過程中多路信號的非線性串擾。但是，隨著信號數量的增加，轉換后頻域上的一路信號會發(fā)生頻譜展寬，惡化再生效果。同時，對于高級調制格式的信號，并沒有驗證此種方法的可行性。

2016年的ieeephotonicstechnologyletters，第28卷，8期，845-848頁，parmigianif等人利用偏振輔助相位敏感放大(pa-psa)結構實現了六路bpsk信號的同時再生。通過矢量psa，在信號頻率處產生與信號偏振態(tài)正交的共軛諧波，再利用偏振片將信號與其共軛諧波的偏振態(tài)調整一致，從而實現再生。由于偏振態(tài)相互正交的信號并不會發(fā)生非線性效應，故利用偏振可以有效降低光纖中的非線性串擾。但偏振并不易控制，且最后利用偏振片將信號與諧波的偏振態(tài)調整一致時會損失信號功率。

綜上所述，雖然目前基于多路信號再生技術已經提出了幾種相應的解決方案，但也都存在各自的局限，而且基本都處在對于多路bpsk信號同時再生的研究，鮮有對于qpsk乃至更高級調制格式信號的研究?？紤]到現有多波長同時再生技術存在的各種問題，本發(fā)明提出了一種基于相位敏感放大的多路mpsk信號再生的方法。

技術實現要素：

本發(fā)明提供一種在wdm系統(tǒng)中對多路mpsk信號再生處理的方法，旨在于解決原有再生過程中由于非線性介質中的多路信號影響帶來的串擾、再生效果不好調節(jié)等問題。改進后的方法實現簡單、便于根據不同的噪聲環(huán)境調節(jié)信號諧波功率比以達到更好的再生效果，滿足相位敏感放大的要求，同時完全消除了相干疊加過程的非線性串擾。

為實現上述目的，本發(fā)明采用如下的技術方案：

一種基于相位敏感放大的多路mpsk信號再生方法，包括以下步驟：

步驟1、將輸入的多路信號兩兩分組，設置成對信號與泵浦間的頻率間隔；

步驟2、選取諧波階次，利用公共泵浦對稱作用，在不輸入原始信號的前提下，同時通過二次四波混頻產生多路信號共軛(m-1)次諧波。

步驟3、將所述共軛(m-1)次諧波與第一次四波混頻濾出的信號混頻即可相干疊加實現相位再生。

作為優(yōu)選，步驟1具體為，各對頻率間隔固定的兩路mpsk信號，通過將泵浦放置在外側并合理設置各路信號與泵浦的頻率間隔，使?jié)M足δf＝(m-1)(δ1+δ2)，其中，δ1為一路信號與泵浦的頻率間隔，δ2為另一路信號與泵浦的頻率間隔；以此來保證兩路信號的m次諧波產生在同一頻率處，同時通過設置δ1≠δ2來避免兩路信號間的非線性串擾。

作為優(yōu)選，步驟2具體為：首先，選取第一次四波混頻產生的一系列諧波中各信號的次諧波作為下次四波混頻的泵浦，次諧波作為下次四波混頻的信號，次諧波與次諧波對于四波混頻來說處在相同的階次，故可以實現用最小的代價來獲得共軛(m-1)次諧波；其次，將兩對次諧波與次諧波以及它們的公共泵浦輸入同一根高非光纖，利用公共泵浦對稱作用，第二次四波混頻在各路信號的原始頻率處產生共軛(m-1)次諧波，有效避免了強功率的泵浦與泵浦間作用帶來的非線性串擾，同時還避免了在非線性介質中直接相干疊加實現再生。

本發(fā)明方法旨在避免再生階段中的非線性串擾，同時用于實現精確控制信號光與-(m-1)次諧波的功率比以優(yōu)化再生效果，能夠獲得更長傳輸距離的相位再生，適用于多進制數字相位調制(mpsk)信號的再生處理領域。

附圖說明

圖1再生器諧波產生過程的頻率關系圖，其中，(a)為初次四波混頻的頻率關系，(b)為利用公共泵浦再次四波混頻的頻率關系；

圖2n路mpsk信號再生器結構圖；

圖3四路qpsk信號的再生裝置圖；

圖4(a)為只有高斯白噪聲時再生前與再生后的四路信號星座；

圖4(b)為高斯白噪聲和25°相位噪聲下再生前與再生后的四路信號星座；

圖5(a)為只有高斯白噪聲時背靠背與四路信號再生后的誤碼率曲線；

圖5(b)為高斯白噪聲和25°相位噪聲下背靠背與四路信號再生后的誤碼率曲線；

圖5(c)為只有高斯白噪聲時的背靠背、單路再生與四路再生(其中一路)的誤碼率輸出曲線；

圖5(d)為高斯白噪聲和25°相位噪聲下背靠背、單路再生與四路再生(其中一路)的誤碼率輸出曲線。

具體實施方式

為了使本發(fā)明的目的、技術方案及優(yōu)點更加清楚明白，以下結合附圖及實施例，對本發(fā)明進行進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅用以解釋本發(fā)明，并不用于限定本發(fā)明。

考慮現有多波長再生技術中存在的各種問題，本發(fā)明提供一種多路mpsk信號再生方法，必須要處理好以下幾方面的挑戰(zhàn)：

1)介質中基于非線性效應產生新光波的不可控性。當輸入兩個或三個光波進入非線性介質中時，會發(fā)生一系列的非線性效應，包括自相位調制、交叉相位調制、四波混頻等。同時，根據參與作用的不同光波以及新產生的光波位置，四波混頻也有多種不同的分類。而且，新光波一旦生成，又會繼續(xù)發(fā)生一系列的非線性效應。當不被需要的光波產生在需要的頻率處時，會嚴重影響再生效果。尤其是在wdm系統(tǒng)中，輸入的多光波之間的相互作用會大幅度增加相位再生過程的非線性串擾。本發(fā)明在諧波產生階段利用雙向傳輸來盡可能的避免不同方向之間光波的非線性作用，同時，在相干疊加階段通過脫離非線性介質的環(huán)境來完全避免光波間的非線性作用。

2)與信號具有固定相位關系的諧波。實現相干相長的關鍵點是相干疊加的兩光波之間滿足干涉相長的相位關系，即同頻率處的兩光波之間的相位差滿足因此，對于mpsk調相信號來說，在原始信號頻率處疊加共軛(m-1)次諧波或(m+1)次諧波，即可實現相位敏感放大。本發(fā)明通過公共泵浦與次諧波與次諧波對稱作用，由于對于四波混頻來說，次諧波與次諧波處在相同的階次，故可以用最小的代價實現共軛(m-1)次諧波的獲得。

3)優(yōu)化再生效果。通過調節(jié)信號光和與之相干疊加諧波的功率比，可以控制相干疊加的過程以達到相對較好的再生效果。尤其是對于不同的噪聲環(huán)境，達到最優(yōu)再生效果所需要的信號諧波功率比是不一樣的。若是在非線性介質中諧波產生之后直接相干疊加實現再生，很難做到精確控制信號與疊加諧波的功率比。一般的方案是通過再生效果來調節(jié)輸入非線性介質前信號與泵浦的功率比。但這種控制并不精確，而且需要分析非線性介質中的能量流向，考慮到介質中基于非線性效應產生新光波的不可控性，這種能量流向的分析是十分困難的。由于本發(fā)明在產生共軛(m-1)次諧波時沒有輸入原始信號，可以將信號與諧波分離，根據不同的噪聲環(huán)境合理調節(jié)信號與諧波的功率比來優(yōu)化再生效果。

4)多路信號再生過程中的非線性串擾。若是完全在非線性介質中實現再生，各路信號與各路泵浦間的非線性作用(包括自相位調制、交叉相位調制、四波混頻等)是不可避免的，而且輸入到非線性介質中的光波越多，由于各種非線性效應帶來的非線性串擾就會越嚴重。本發(fā)明在產生共軛(m-1)次諧波時不輸入原始信號，同時利用公共泵浦對稱作用，既避免了強功率的泵浦與泵浦間的非線性串擾，又防止了共軛(m-1)次諧波一產生即與原始信號干涉實現再生，可以使干涉過程脫離非線性介質的環(huán)境，完全消除了相干疊加階段的非線性串擾。

本發(fā)明提供一種基于相位敏感放大的多路mpsk信號再生方法，其主要思想是將輸入的多路信號兩兩分組，在信號頻率處產生共軛(m-1)次諧波時，利用公共泵浦對稱作用且不輸入原始信號，以此來達到分離諧波產生與相干疊加階段，同時還消除了由于強功率的泵浦與泵浦相互作用產生的串擾。先在非線性介質中產生相干疊加階段所需要的諧波，再將多路信號與各自的諧波混頻完成相干疊加實現相位再生。下面從多路mpsk信號再生過程中的頻率間隔設置、諧波選取、多路再生幾個部分介紹。

1)頻率間隔設置：

根據國際電聯電信標準化部門(itu-t)規(guī)定，wdm系統(tǒng)中相鄰信道間的間隔可為0.4nm(50ghz)或0.8nm(100ghz)。因此按照該專利提出的方案，兩兩分組后一對信號間的頻率間隔應滿足如下關系：

δf＝50n(1)

其中δf為一對信號間的頻率間隔，n為正整數。

本發(fā)明在諧波產生過程各信號間的頻率關系如圖1所示。以一對mpsk信號(s1、s2)為例，需保證它們的m次諧波產生在同一位置，該位置即為產生共軛(m-1)次諧波時公共泵浦所放置的位置。

假設s1與泵浦p1之間的頻率間隔為δ1，s2與泵浦p2之間的頻率間隔為δ2。為了避免同時產生共軛(m-1)次諧波過程中兩路信號間的串擾，需保證：

δ1≠δ2

(2)

同時，為了使它們的m次諧波產生在同一位置，需將p1、p2放置在外側，p1與s1相鄰，p2與s2相鄰，且需滿足如下頻率關系：

δf＝(m-1)δ1+(m-1)δ2

(3)

結合公式(2)(3)，可以得到：

50n＝(m-1)(δ1+δ2)

(4)

2)諧波選?。?/p>

由圖1所示的頻率關系可以看出：通過合理設置兩路信號以及信號與各自泵浦間的頻率間隔，可以保證s1與s2的m次諧波產生在同一頻率處。首先利用s1與p1、s2與p2級聯四波混頻產生一系列的諧波。

由于第二次四波混頻需要在原始信號頻率處產生它的共軛(m-1)次諧波，考慮到一個相對折中且最容易實現的方法，在第一次四波混頻產生的一系列諧波中選取它們各自的次諧波與次諧波，并在它們公共的m次諧波位置放置公共泵浦p，如圖1(b)所示。由于次諧波與次諧波對于四波混頻來說處在相同的階次，故可以實現以最小的代價來獲得第二次四波混頻的所需諧波。

利用選取的次諧波與次諧波和公共泵浦p對稱作用，可以避免由于強功率的泵浦與泵浦作用帶來的非線性串擾，同時也可以在s1與s2各自的信號頻率處產生它們的共軛(m-1)諧波。

3)多路再生：

對于n路mpsk信號，本發(fā)明的再生器結構圖如圖3所示，由于在諧波產生階段第二次四波混頻產生共軛(m-1)諧波時并沒有放置原始信號，因此不會直接在非線性介質中再生。我們可以濾出原始信號頻率處的共軛(m-1)諧波，根據不同的噪聲環(huán)境合理的調節(jié)諧波功率以達到相對較為理想的信號諧波功率配比，然后將多路mpsk信號與其對應的共軛(m-1)諧波同時混頻即可相干疊加實現再生。

按照干涉原理，信號與諧波相干疊加后發(fā)生相干相長的條件為：

發(fā)生相干相消的條件為：

即再生之后會在0、2π/m、4π/m、6π/m等相位點發(fā)生干涉相長，在π/m、3π/m、5π/m、7π/m等相位點發(fā)生干涉相消，恰好滿足mpsk信號相位壓縮的條件。

由于所需諧波的產生必須要在非線性介質中利用四波混頻效應發(fā)生，故諧波產生過程必須在非線性介質中發(fā)生；而相干疊加過程只需讓具有固定相位關系的諧波與原始信號干涉即可實現再生，干涉過程并不一定需要非線性介質。本發(fā)明正好有效的利用了這一點，在四波混頻產生共軛(m-1)次諧波時，并不輸入原始信號，利用公共泵浦對稱作用，可以實現同時在兩路信號的原始頻率處產生共軛(m-1)次諧波，將相干疊加階段從諧波產生過程分離，并且完全脫離非線性介質的工作環(huán)境。相較于傳統(tǒng)psa結構，不僅可以在避免泵浦與泵浦作用帶來串擾的前提下，很好地利用相敏放大對多路mpsk信號實現同時再生，還可以完全避免相干疊加階段的非線性串擾。

實施例1：

本實施例是基于如圖3所示的裝置圖進行說明，以四路qpsk信號同時再生為例。本實施例選取的四路cw波，它們的頻率分別是193.1thz、193.2thz、193.4thz、193.5thz，s1與s3為一組,s2與s4為另一組，它們之間的信道間隔均為300ghz。將它們復用之后調制上qpsk信號所攜帶的信息，即為wdm系統(tǒng)中的qpsk信號。

本實施例在第一次四波混頻時將s1、s2前向傳輸，s3、s4后向傳輸。p1、p2放置在s1、s2的左側，泵浦與信號的頻率間隔為δ1；p3、p4放置在s3、s4的右側，泵浦與信號的頻率間隔為δ2。根據發(fā)明內容中的頻率間隔關系：此時n＝6，m＝4。有如下頻率關系：

50×6＝(4-1)×(δ1+δ2)(7)

即δ1+δ2＝100ghz，同時由于δ1≠δ2，令δ1＝45ghz，δ2＝55ghz。如此可以保證s1、s3以及s2、s4的四次諧波產生在相同的位置。

根據發(fā)明內容中的諧波選取規(guī)則：在第一次四波混頻過后選取各路信號的次諧波、次諧波以及第一次四波混頻濾出的原始信號(選取原始信號并不是為了接下來的四波混頻，而是作為最后相干疊加的信號之一)。對應到qpsk信號，即選取共軛諧波與二次諧波，并在s1、s3的公共四次諧波頻率處放置泵浦，對于s2、s4也是如此。然后將s1、s3的諧波及公共泵浦p復用起來前向傳輸，s2、s4的諧波及公共泵浦p′復用起來后向傳輸，再次輸入高非光纖，通過四波混頻效應，即可同時在s1、s2、s3、s4各自的原始信號頻率處產生它們各自的諧波。

濾出各路信號的諧波，將它們與第一次四波混頻濾出的原始信號混頻即可相干疊加實現相位再生。下面從星座圖和誤碼率兩個方面來分析此實施例的再生效果。

圖4(a)為只有高斯白噪聲時再生前與再生后的四路信號星座；圖4(b)為高斯白噪聲和25°相位噪聲下再生前與再生后的四路信號星座。單獨分析圖4(a)、圖4(b)顯示的各個星座圖，可以發(fā)現在添加了同等強度的噪聲下，四路信號再生后的星座都基本差不多，可以認為在該實施例中各路信號表現出基本一致的再生效果。對比分析圖4(a)、圖4(b)，可以發(fā)現，隨著噪聲強度的增大，再生前的信號質量已經劣化的十分嚴重，尤其是對于添加了高斯白噪聲和25°相位噪聲的情況，若不進行相位再生而繼續(xù)在鏈路中傳遞信號，很容易造成誤碼，但經過再生之后，依舊能夠將散開的信號壓縮回原來的相位點。說明當噪聲強度比較大時，對信號進行相位再生是十分必要的。

圖5(a)為只有高斯白噪聲時背靠背與四路信號再生后的誤碼率曲線，可以看出背靠背與四路經過再生后的信號誤碼率曲線基本一致，但還是要稍微差一些。圖5(b)為高斯白噪聲和25°相位噪聲下背靠背與四路信號再生后的誤碼率曲線，可以看出此時背靠背的誤碼率已經表現得十分差了，當osnr設置的十分高時，誤碼率還達不到10^-2，但在25°相位噪聲下，再生之后的四路信號依舊表現出較低的誤碼率。

同時，為了對比多路再生與單路再生的區(qū)別，將輸入信號由四路減為一路，并按照同樣的方案進行相位再生。如圖5(c)、圖5(d)所示，為不同噪聲環(huán)境下背靠背、單路再生與多路再生(其中的一路)的誤碼率曲線圖。圖5(c)圖為只有高斯白噪聲時的誤碼率輸出曲線，可以看出背靠背、單路再生、多路再生的誤碼率曲線相差不大，單路再生效果最好，多路再生次之，背靠背會差些，但三種情況誤碼率曲線的趨勢表現都一致。圖5(d)圖為高斯白噪聲和25°相位噪聲下的誤碼率輸出曲線，可以看出多路再生與單路再生的誤碼率曲線趨勢依舊一致，都表現出較好的再生效果，但對于背靠背，隨著osnr的增大，誤碼率曲線變化的十分慢，而且當osnr達到最大時，誤碼率也只有很小的改善，依舊表現得十分差。

綜上，對于多路mpsk信號同時再生技術的研究是十分必要的，且利用本發(fā)明提出的方法來進行多波長同時再生對于各路信號均可以達到比較好的再生效果。