本發(fā)明涉及一種無線通信技術(shù)領(lǐng)域，特別是關(guān)于一種在時域?qū)fdm分組子載波相移的峰均比抑制方法。

背景技術(shù)：

包含n個子載波的ofdm(正交頻分復(fù)用)信號等效基帶復(fù)數(shù)為：

式中，an為對子載波進(jìn)行調(diào)制的基帶信號，an的取值為隨機(jī)變量，n為ofdm符號子載波總數(shù)，ωn為子載波n的角速度。x(t)代表一個ofdm信號的波形，則該ofdm信號的papr(峰均比)為：

上式中，max{|x(t)|²}表示x(t)的最大瞬時功率，e{|x(t)|²}表示x(t)的平均功率。由中心極限定理可知，當(dāng)n很大時，x(t)的實(shí)部和虛部呈高斯分布。ofdm信號的幅度服從瑞利分布，功率服從χ²(2)分布，χ²(2)分布的累積概率分布為f(z)＝1-e^-z。n個樣值點(diǎn)相互統(tǒng)計獨(dú)立，累積概率分布函數(shù)(cdf)為：

p(papr≤z)＝[f(z)]ⁿ＝(1-e^-z)ⁿ(3)

互補(bǔ)累積分布函數(shù)(ccdf)為：

p(papr＞z)＝1-(1-e^-z)ⁿ(4)

z表示峰均比自變量。當(dāng)z值不變，n值增大時，ccdf值增大，信號出現(xiàn)高papr值的概率增加。papr過高的ofdm信號通過功率放大器等器件時容易進(jìn)入其非線性區(qū)，致使信號發(fā)生畸變，影響系統(tǒng)的誤碼率性能。實(shí)際應(yīng)用中需要在功率放大器之前對ofdm信號預(yù)處理，以降低信號的papr，使其有較好的paprccdf性能。常用的papr抑制技術(shù)主要分為三類，預(yù)畸變技術(shù)、信號編碼技術(shù)和概率類技術(shù)。預(yù)畸變技術(shù)是一種有效降低峰均比的技術(shù)，但會對ofdm信號造成非線性失真，它將導(dǎo)致嚴(yán)重的帶內(nèi)干擾、帶外噪聲，從而降低整個系統(tǒng)的誤比特率性能和頻譜效率。編碼類技術(shù)限制可用于傳輸信號的碼字集合，只有較低幅度峰值的碼字才會被選擇用于傳輸信息，該技術(shù)產(chǎn)生編碼冗余度。概率類技術(shù)可以降低ofdm信號高峰值出現(xiàn)的概率，在接收端采用相反的方法恢復(fù)原始基帶信號?，F(xiàn)有的概率類技術(shù)包括選擇性映射slm、部分傳輸序列pts和它們的改進(jìn)算法等，這些算法都是在頻域?qū)fdm信號預(yù)處理降低信號papr值，并且均存在高復(fù)雜度問題。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

針對上述問題，本發(fā)明的目的是提供一種在時域?qū)fdm分組子載波相移的峰均比抑制方法，該方法能有效減小復(fù)雜度，保持了較好的誤比特性能。

為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采取以下技術(shù)方案：一種在時域?qū)fdm分組子載波相移的峰均比抑制方法，其特征在于包括以下步驟：1)將映射后的頻域基帶信號串并變換，然后通過子載波分組，分組后分別進(jìn)行ifft運(yùn)算得到分組子載波時域等效基帶，求和得到ofdm信號4n個時域采樣值；2)對ofdm信號峰值檢測，如果峰值小于預(yù)先設(shè)定的限幅門限|y(t)|則直接輸出；若大于限幅門限的最大值max{|y(t)|}則初始化v＝2，并執(zhí)行步驟3)；v為分組子載波編號；3)對第v路分組子載波的4n個采樣點(diǎn)按照循環(huán)函數(shù)循環(huán)相移p個采樣點(diǎn)，然后執(zhí)行步驟4)；其中，p為相移步長，v表示分組子載波個數(shù)，2≤v≤v；4)檢測ofdm信號峰值，如果峰值小于限幅門限則直接輸出，若大于限幅門限，則分如下兩種情況執(zhí)行步驟3)：當(dāng)v＝v時，令v＝2且p＝2*p；當(dāng)v≤(v-1)時，令v＝v+1且p保持不變；5)循環(huán)執(zhí)行步驟3)和4)，當(dāng)輸出ofdm信號滿足限幅門限時停止相移；否則循環(huán)相移q次后，若ofdm信號峰值仍大于限幅門限，則輸出所有q次相移ofdm信號中峰值最小信號。

優(yōu)選地，所述步驟1)中，將原始載波頻域數(shù)據(jù)向量x劃分為v個互不重疊的子載波向量xv′，每個子向量長度為n；設(shè)v個子載波向量xv′中非零元素的個數(shù)分別為n1,n2,...,nv，則n1+n2+...+nv＝n，分組后的子載波向量滿足：

設(shè)子載波向量xv′包含非零元素子載波編號按從小到大排序?yàn)閗1,k2,...ke，0≤k1＜k2＜...＜ke≤(n-1)，則子載波向量xv′的非零元素滿足：

x′v(k)＝x(k)；

其中k∈{k1,k2,...,ke}，x′v(k)表示子載波向量x′v的第k個元素。

優(yōu)選地，將映射后的頻域并行基帶信號進(jìn)行分組采用按照分組子向量的非零元素個數(shù)分為均勻和非均勻分組方式，按照非零元素相對位置分為隨機(jī)和相鄰兩種分組方式。

優(yōu)選地，所述步驟3)中，循環(huán)函數(shù)cic為：

其中，第k路子載波離散信號相移mk個采樣點(diǎn)；cicu為循環(huán)上移函數(shù)，cicd為循環(huán)下移函數(shù)。

優(yōu)選地，所述步驟3)中，第k路子載波未相移原始列向量y(k,0)按照循環(huán)函數(shù)相移，不同子向量相移的采樣點(diǎn)mk互相統(tǒng)計獨(dú)立，得到輸出列向量y′：

式中，y′(v,m)為相移后的列向量。

優(yōu)選地，還包括基帶信號逆向相移操作方法：

假設(shè)接收端解調(diào)的基帶信號向量為z，對z按照發(fā)送端向量x的分組方式進(jìn)行分組，得到列向量z1，z2，...zv；

假設(shè)已知的相移信息為mi，即分組子載波的相移采樣點(diǎn)數(shù)，存在如下關(guān)系：

xi′＝zi×ei，i＝1,2,...v

ei是長度為n的行向量，其非零元素為exp(-j2πkmi/n)，其中k為子載波編號，且0≤k≤(n-1)，xi′即為恢復(fù)的原始頻域分組基帶信號。

本發(fā)明由于采取以上技術(shù)方案，其具有以下優(yōu)點(diǎn)：本發(fā)明有效地解決了傳統(tǒng)pts、slm和它們改進(jìn)算法的計算復(fù)雜度，同時保持了較好的誤比特性能。

附圖說明

圖1是本發(fā)明的分組子載波相移結(jié)構(gòu)示意圖；

圖2是本發(fā)明的不同分組數(shù)ccdf曲線圖；

圖3是本發(fā)明的不同步長ccdf曲線圖；

圖4是本發(fā)明的不同相移次數(shù)ccdf曲線圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖和實(shí)施例對本發(fā)明進(jìn)行詳細(xì)的描述。

如圖1所示，本發(fā)明提供一種在時域?qū)fdm分組子載波相移的峰均比抑制方法，該方法在時域?qū)fdm信號的不同子載波相移，發(fā)送低papr(峰均比)的ofdm信號，通過傳遞少量相移信息，可以在接收端對基帶信號逆向相移操作恢復(fù)原始基帶信號。本發(fā)明包括以下步驟：

1)將映射后的頻域基帶信號串并變換，然后通過子載波分組，分組后分別進(jìn)行ifft運(yùn)算(4倍過采樣)得到分組子載波時域等效基帶，求和得到ofdm信號4n個時域采樣值。

2)對ofdm信號峰值檢測，如果峰值小于預(yù)先設(shè)定的限幅門限|y(t)|則直接輸出；若大于限幅門限的最大值max{|y(t)|}則初始化v＝2(v為分組子載波編號)，并執(zhí)行步驟3)。

3)對第v(2≤v≤v)路分組子載波的4n個采樣點(diǎn)按照循環(huán)函數(shù)循環(huán)相移p個采樣點(diǎn)(p為相移步長)，然后執(zhí)行步驟4)。其中，v表示分組子載波個數(shù)。

其中，由于時域第0路子載波n個采樣值y0(n)相同，以下過程均不考慮第0路子載波相移。k＝0,1，…，n，第k路子載波周期為tk＝t/k(t為ofdm信號的周期)，則即第k路子載波離散信號相移mk個采樣點(diǎn)，相移角度為θk。設(shè)y(k,0)為第k路子載波未相移原始列向量，y(k,m)為第k路子載波相移mk個采樣點(diǎn)后的時域列向量。設(shè)cicu為循環(huán)上移函數(shù)，cicd為循環(huán)下移函數(shù)，則循環(huán)函數(shù)cic為：

第k路子載波相移一個采樣點(diǎn)時間δt，子載波相移角度θk＝2πt/ntk＝2πk/n。ofdm信號n路子載波各相移一個采樣點(diǎn)，第1路子載波有最小相移2π/n；第(n-1)路子載波有最大相移2π(n-1)/n。當(dāng)k＝n/2時，θn/2＝π，對子載波n/2相移一個采樣點(diǎn)，相當(dāng)于實(shí)部和虛部取反。當(dāng)k＝n/4時，θn/4＝π/2，當(dāng)k＝3n/4時，θ3n/4＝3π/2，

當(dāng)kmk＝an時(a取等式成立的最小整數(shù))，θk＝2aπ，子載波k相移整數(shù)周期。對于子載波k，向量yk表示y(k,0)所有相移輸出時域列向量，則向量yk一共有an/k種可能。特別當(dāng)a＝1時，向量yk相移一個子載波周期，且向量yk有n/k種可能；因?yàn)閚＝2^b(b取正整數(shù))，所以這樣的子載波k構(gòu)成的集合為{2^c|c∈z,1≤c＜b}，對應(yīng)的相移mk＝2^(b-c)，k值越大相移范圍越小。對于所有可能的mk取值，當(dāng)a＝n/kmk均不為整數(shù)時，向量yk一共有n種可能。

4)檢測ofdm信號峰值，如果峰值小于限幅門限則直接輸出。若大于限幅門限，則分如下兩種情況執(zhí)行步驟3)。當(dāng)v＝v時，令v＝2且p＝2*p；當(dāng)v≤(v-1)時，令v＝v+1且p保持不變。

5)循環(huán)執(zhí)行步驟3)和4)，當(dāng)輸出ofdm信號滿足限幅門限時停止相移。否則循環(huán)相移q次后，若ofdm信號峰值仍大于限幅門限，則輸出所有q次相移ofdm信號中峰值最小信號。

上述步驟1)中，將原始載波頻域數(shù)據(jù)向量x劃分為v個互不重疊的子載波向量xv′，每個子向量長度為n。設(shè)v個子載波向量xv′中非零元素的個數(shù)分別為n1,n2,...,nv，則n1+n2+...+nv＝n。分組后的子載波向量滿足：

設(shè)子載波向量xv′包含非零元素子載波編號按從小到大排序?yàn)閗1,k2,...ke，0≤k1＜k2＜...＜ke≤(n-1)，則子載波向量xv′的非零元素滿足：

x′v(k)＝x(k)；(7)

其中k∈{k1,k2,...,ke}，x′v(k)表示子載波向量x′v的第k個元素。

將映射后的頻域并行基帶信號進(jìn)行分組采用按照分組子向量的非零元素個數(shù)分為均勻和非均勻分組方式，按照非零元素相對位置可分為隨機(jī)、相鄰兩種分組方式。

均勻分組方式：假設(shè)各個分組子向量的非零元素個數(shù)相等，即存在如下關(guān)系：

ni＝n/v,(1≤i≤v)(8)

非均勻分組方式不滿足上式，各個分組子向量的非零元素個數(shù)不相等。

相鄰分組方式：假設(shè)各個分組子向量的非零元素相鄰。則存在如下關(guān)系：

ki+1＝ki+1，1≤i≤(e-1)(10)

式中，表示元素均為零的行向量，長度為k1；表示元素均為零的行向量，長度為(n-ke-1)；e表示向量xv′的非零元素個數(shù)。

隨機(jī)分組方式不滿足上式，xv′包含的非零元素子載波編號隨機(jī)生成，不滿足式(9)和式(10)。

對于相鄰均勻分組方式，分組子載波可表示為：

式中，表示元素均為零的行向量，長度為表示元素均為零的行向量，長度為

則對于不同分組方式，分組子載波未相移時域信號可表示為：

其中f^-1為傅里葉反變換矩陣，子向量y′(v,0)為第v路分組向量xv′的時域采樣列向量。為頻域子載波列向量，即：

xk＝[ok,x(k),o(n-k-1)]^t(13)

其中k∈{k1,k2,...,ke}。

上述步驟3)中，每組子載波相移mk采樣點(diǎn)數(shù)，各分組相移采樣點(diǎn)數(shù)mk相互獨(dú)立。第k路子載波未相移原始列向量y(k,0)按照循環(huán)函數(shù)相移，不同子向量相移的采樣點(diǎn)mk互相統(tǒng)計獨(dú)立，得到輸出列向量y′：

y′(v,m)為相移后的列向量。以上按照奈奎斯特速率對ofdm信號采樣，原理同樣適用于過采樣ofdm信號的papr抑制。對第k路子載波過采樣，采樣間隔δt′＝t/(jn),j≥2。則第k路子載波相移一個采樣點(diǎn)δt′，相移角度為

通過以上步驟，ofdm信號峰均比得到了有效抑制。仿真子載波數(shù)n＝1024，相鄰均勻分組且4倍過采樣條件下，得到如下papr的ccdf統(tǒng)計特性：

a)步進(jìn)p＝32，相移次數(shù)q＝16，4種不同分組數(shù)papr的ccdf統(tǒng)計特性如圖2所示。

b)分組數(shù)v＝4，相移次數(shù)q＝16，4種不同步長papr的ccdf統(tǒng)計特性如圖3所示。

c)分組數(shù)v＝4，步進(jìn)p＝32，4種不同相移次數(shù)papr的ccdf統(tǒng)計特性如圖4所示。

以下通過仿真分析實(shí)際應(yīng)用中三個參數(shù)：分組數(shù)v、步長p、相移次數(shù)q的設(shè)置：

a)分組數(shù)對papr的ccdf作用不大，分組數(shù)大于4時papr的ccdf基本相同，但與2分組有明顯改善?？紤]計算復(fù)雜度與papr的ccdf性能，一般設(shè)置v＝4。

b)在過采樣情況下，相鄰采樣值有相關(guān)性，距離大于或者等于j個采樣點(diǎn)的離散值不具有相關(guān)性，所以相移步長p一般大于等于j。步長對計算復(fù)雜度沒有影響，所以設(shè)置p≥4。

c)相移次數(shù)q對papr的ccdf作用較大，當(dāng)q值較小時，papr得不到有效抑制；當(dāng)q值較大時，計算復(fù)雜度隨q值增大線性增長。實(shí)際應(yīng)用中q的取值應(yīng)該折中考慮papr的ccdf性能和計算復(fù)雜度。

基于本發(fā)明的基帶信號逆向相移操作方法如下：

對接收端fft變換后的基帶信號逆向相移操作恢復(fù)原始基帶信號。假設(shè)接收端解調(diào)的基帶信號向量為z，對z按照發(fā)送端向量x的分組方式進(jìn)行分組，得到列向量z1，z2，...zv，則存在如下關(guān)系：

z＝z1+z2+…+zv(15)

假設(shè)已知的相移信息為mi(i＝1,2,...v)，即分組子載波的相移采樣點(diǎn)數(shù)，存在如下關(guān)系：

xi′＝zi×ei(i＝1,2,...v)(16)

ei是長度為n的行向量，其非零元素為exp(-j2πkmi/n)，其中k為子載波編號，且0≤k≤(n-1)，xi′即為恢復(fù)的原始頻域分組基帶信號，利用式(6)可得到恢復(fù)的原始頻域基帶信號x。

上述各實(shí)施例僅用于說明本發(fā)明，各部件的結(jié)構(gòu)、尺寸、設(shè)置位置及形狀都是可以有所變化的，在本發(fā)明技術(shù)方案的基礎(chǔ)上，凡根據(jù)本發(fā)明原理對個別部件進(jìn)行的改進(jìn)和等同變換，均不應(yīng)排除在本發(fā)明的保護(hù)范圍之外。