，如圖7中展示。 系統(tǒng)700可包括數(shù)字調(diào)制電路701、IDFT電路702、增加循環(huán)前綴（CP)的電路703、用于數(shù) 字信號的并串轉(zhuǎn)換的電路704。電路704的輸出可通過通道705發(fā)送并在電路706接收，用 于進(jìn)行串并轉(zhuǎn)換。CP可以被電路707去除并傳遞到DFT電路707?？赏ㄟ^不同的子載波將 這些在NC中生成的線性比特流傳送到不同的目標(biāo)設(shè)備。在每個子通道中，可通過BPSK或 QPSK將尖峰事件比特流映射或調(diào)制為符號。也可使用正交調(diào)幅（QAM)、脈沖調(diào)幅（PAM)、多 進(jìn)制相移鍵控（MPSK)。對于BPSK，比特流中的每個比特位對應(yīng)于一個符號。于是，總共有M 個符號。如果相應(yīng)的比特位的數(shù)值是1，則每個符號的值是1。否則，符號的數(shù)值將會是-1。
[0048] 對于QPSK，可將比特流中的兩個比特位中的每個比特位映射為一個符號，其中的 第一個比特位是符號的實際值，另一個是符號的虛構(gòu)值。如果相應(yīng)的比特值是1，則符號的 實際或虛構(gòu)部分的值會是1。否則，符號的實際或虛構(gòu)部分的值會是-1。對于每個U比特 尖峰事件，有U個用于BPSK調(diào)制的符號或U/2個用于QPSK調(diào)制的符號。
[0049] 這些符號可被傳送到多個目標(biāo)神經(jīng)形態(tài)設(shè)備并可由唯一的OFDM子載波承載。在 下面的討論中，N是OFDM的FFT(快速傅里葉變換）和IEFT(反向快速傅里葉變換）的尺 寸。[k]和X= [kl表示第q個設(shè)備中的第k個子載波處的第m個OFDM符號，分別地，其 中的CR表不從設(shè)備傳送給中心路由器的符號，RC表不從中心路由器傳送給NC的符號。使 用K OFDM子載波將OFDM符號[k]從NC傳送到中心路由器。
[0050] 通過IEFT(反向快速傅里葉變換）在第q個設(shè)備的發(fā)送器中生成的每個時間域 OFDM符號，對于N中的第η個符號為S= (η)，可以表達(dá)為：
[0051]
[0052] 于是，可使用列向量將來自第q個設(shè)備的OFDM符號表示為：
[0053]
[0054] 其中T表示轉(zhuǎn)置運(yùn)算符號。為了克服傳送過程中的符號間干擾（ISI)，可將循環(huán)前 綴（CP)的長度添加到每個OFDM符號的前面。通過將OFDM的后L個樣本填充到原始的長 度為N的OFDM的前面，CP擴(kuò)展了 OFDM符號。這可為長度大于多路徑通道中的延時的OFDM 符號提供保護(hù)間隔，并確保子載波中的樣本是正交的并因此有助于克服ISI。添加 CP后，可 將每個OFDM符號表示為：
[0055?
[0056] 這些OFDM符號被通過設(shè)備與中心路由器之間的MMO接口傳送到中心路由器。中 心路由器通過多個接收器接收到的OFDM符號向量I =可被表示為：
[0057?
[0058] 其中的表示兩個向量中的離散卷積運(yùn)算，?Γ ( τ ,: t)表示中心路由器中的第 q個設(shè)備和q'個接收器中的發(fā)送器之間的多路徑通道的脈沖響應(yīng)，τ和t分別是由于多路 徑時間和頻率衰減通道效應(yīng)導(dǎo)致的延時和通道脈沖響應(yīng)的時間。
[0059] 通道信號衰退的主要來源是噪聲（由熱造成的或者由于干擾信號造成的）、多路 徑傳播（會導(dǎo)致ICI)、由于運(yùn)行高增益區(qū)域中的發(fā)送器的功率放大器引起的非線性失真。 在一個實施例中，可使用加性白高斯噪聲（AWGN)來克服衰退的來源。這是因為不同的NC 是相互獨(dú)立的并且通過有線連接而連接在一起。相應(yīng)地，非線性失真被最小化，發(fā)送器可傳 送信號而不需要高增益的放大。
[0060] 在等式⑷中，W?是每個通道的恒等地和獨(dú)立地分布的AWGN。因為設(shè)備中的每個 Tx都通過線纜連接到中心路由中的相應(yīng)的Rx，可將等式（4)簡化為如下：
[0061]
[0062] 其中W =是每個通道的AWGN向量?？筛鶕?jù)CP將AWGN向量進(jìn)一步表示為如下：
[0063]
[0064] 在中心路由器中接收到的信號向量瓦=可被表示為如下的列向量：
[0065]
[0066] 因為通道是靜態(tài)的，因此通道脈沖響應(yīng)的向量可以被簡化和表示為如下的列向 量：
[0067]
[0068] 為了進(jìn)一步降低OFDM的ISI，可使用平方根升余弦FIR濾波或方波濾波進(jìn)行脈沖 成形?？蓪⑼ǖ酪暈槟峥固貫V波器，可將通道的脈沖響應(yīng)表示為：
[0069]
[0070] 因此，可將中心路由器接收到的OFDM符號表示為：
[0071]
[0072] 其中η可采用-L至N-I之間的值。信號從設(shè)備傳送到中心路由器的全部過程總 結(jié)在圖10中。
[0073] 從接收到的OFDM符號中去除CP并執(zhí)行FFT后，中心路由器中的中心轉(zhuǎn)換單元接 收到的符號可以被表示為如下：
[0074]
[0075] 根據(jù)等式（1)、（10)和（11)，可建立下面的等式：
[0076]
[0077]
[0078] 如等式（12)中所展示，尖峰事件的信息位的符號被恒等地和獨(dú)立地從每個設(shè)備 傳送并由中心路由器并行地接收。這甚至?xí)诖嬖贏WGN退化的情況下發(fā)生。到達(dá)中心路 由器后，尖峰事件的符號可以被重新布置為：
[0079]
[0080] 其中可以根據(jù)分配到目標(biāo)設(shè)備的特定子載波，將需要分派給指定目標(biāo)設(shè)備q的傳 送重組到中心路由器中的一個單獨(dú)的Tx中。在一個實施例中，將系統(tǒng)的采樣周期設(shè)置為期 限Ts。重新布置的符號X: [k]可以被用于通過IFFT在中心路由器的每個與其對應(yīng)的Tx 中生成如下的時間域OFDM符號S= (Il) t
[0081]
[0082] 其中η表示第η個采樣周期。在每個OFDM的前面增加 CP后，可通過中心路由器 中的MMO接口將符號傳送至不同的神經(jīng)形態(tài)設(shè)備。由于中心路由器與設(shè)備之間的有線通
道是靜態(tài)的尼奎斯特濾波器，因此可以將每個神經(jīng)形態(tài)設(shè)備接收到的OFDM符號r：； (η)表 示為：
[0083]
[0084] 其中IC ( I )是中心路由器到神經(jīng)形態(tài)設(shè)備之間的每個通道的通道脈沖響應(yīng)， W= (η)是中心路由器到神經(jīng)形態(tài)設(shè)備的每個通道的AWGN。通過與上面描述的類似的進(jìn)程 (用于信號傳送），可以將每個設(shè)備接收到的尖峰事件的符號[k]表示為：
[0085]
[0086]
[0087] 使用等式（14)，可進(jìn)一步將等式（17)表示為：
[0088]
[0089] 等式（19)展示出，每個神經(jīng)形態(tài)設(shè)備同時地和獨(dú)立地接收通過中心路由器并行 地來自不同神經(jīng)形態(tài)設(shè)備的尖峰事件的信息位。假定使用AWGN，W= [k]= W= [q]=w?？蓪?每個神經(jīng)形態(tài)設(shè)備的信噪比表示為：
[0090]
[0091] 等式（20)展示出，盡管每個通道中的噪聲減少了尖峰事件信息的符號，但是可通 過在每個通道中增加一個標(biāo)度乘法器、并且標(biāo)度值大于2(即，hf (Q) = hf (Q)=h灸2)來 克服該影響。圖7中展示了信號從中心路由器傳送到神經(jīng)形態(tài)設(shè)備的過程。
[0092] 參照圖8,系統(tǒng)800可包括IDF電路801、增加 CP的電路802、并串轉(zhuǎn)換電路803、 通道804、串并轉(zhuǎn)換電路805、移除CP的電路806、DFT電路807、解調(diào)和解碼電路808。
[0093] 對于BPSK和QPSK，比特誤差的概率Pb，即預(yù)期的比特誤差率（BER)，可以被表示為 如下：
[0094]
[0095] 其中Eb是每比特位的能量，N。/2是噪聲功率譜密度，F(xiàn)是互補(bǔ)高斯誤差函數(shù)的縮 寫形式。E b/N。是對SNR的比例。相應(yīng)地，可通過較高的SNR提高BER的性能。
[0096] 通過將NC集成MMO-OFDM特征，所公開的系統(tǒng)可支持高數(shù)據(jù)速率、實時數(shù)據(jù)傳送、 獨(dú)立和并行的數(shù)據(jù)路由。該系統(tǒng)時可升級的、模塊化的和可預(yù)測的?？缮壭允峭ㄟ^顯著 降低NC之間進(jìn)行路由所需要的線纜的數(shù)量以及OFDM方法的使用實現(xiàn)的。系統(tǒng)的模塊化源 于路由器、IP核、連接的再使用。此外，系統(tǒng)的可預(yù)測性源于有線連接提供的良好控制的和 優(yōu)化的電氣參數(shù)。該系統(tǒng)還最小化或避免了無線系統(tǒng)中的多路徑衰退通道的問題：死鎖、活 鎖、數(shù)據(jù)丟失、不可預(yù)測的數(shù)據(jù)流量阻塞。
[0097] 在所描述的系統(tǒng)，設(shè)備上的線纜可具有緊密接近性（例如，在中心路由器中）。由 于這些設(shè)備具有高金屬電阻，例如150K ohm/m左右，這些線纜可以被視為RC隊列，直到 線纜的感應(yīng)串聯(lián)阻抗的頻率等于它的每米的電阻。預(yù)計該設(shè)備上線纜的頻率（被稱為控 制頻率）可以高于40GHz。有利地，因為已有的系統(tǒng)中的信號頻率沒有達(dá)到這樣的頻率水 平，因此可以避免可導(dǎo)致DSL的問題的頻率相關(guān)的影響，例如近端串?dāng)_（NEXT)和遠(yuǎn)端串?dāng)_ (FEXT)〇
[0098] 在一個實施例中，傳送給每個NC的尖峰事件的數(shù)量可以是非均勻分布的。在一個 實例中，可使用可重構(gòu)的FFT/IFFT和/或子通道化資源分配，并具有通道編碼和尖峰流量 (traffic)感測，從而使系統(tǒng)能夠適應(yīng)性地處理系統(tǒng)中的NC之間的尖峰流量分布。如圖9 和圖10中展示，可以在NC和/或中心路由器中的每個發(fā)送器之前增加尖峰流量感測引擎， 從而對初始子載波分配進(jìn)行評估?？墒褂猛ǖ谰幋a進(jìn)行進(jìn)一步的識別和非均勻子載波分配 的最終指派。
[0099] 在一個實施例中，尖峰感測電路可用于對尖峰流量進(jìn)行實時監(jiān)控。通過感測某段 時期內(nèi)的尖峰流量，例如1毫秒，可監(jiān)控需要傳送給每個NC的尖峰事件的數(shù)量?？蓪⒚總€ 尖峰事件分配到不同的通道中。參照圖9，NC的發(fā)送器900可包括地址和信息分配器901、 通道編碼模塊902、編碼和符號映射電路903、IDFT電路904、上采樣電路905、脈沖成形電 路906、輸出907?？蓪⒓夥甯袦y電路耦接到地址和信息分配器901與通道編碼模塊902之 間。
[0100] 如圖10中展示，中心路由器的發(fā)送器1000可提供來自中心轉(zhuǎn)換控制器并輸入到 尖峰感測電路1010中的流量?？蓪⑤敵鎏峁┑酵ǖ谰幋a電路1002中，隨后提供該DEF電 路1003。隨后可在電路1004對信號進(jìn)行上采樣，并在1005輸出。
[0101] 在另一個實施例中，可將系統(tǒng)1100放大為較大的神經(jīng)形態(tài)系統(tǒng)，如圖11中展示， 所描述的每個神經(jīng)形態(tài)路由系統(tǒng)都可充當(dāng)尖峰事件傳送的蜂窩網(wǎng)絡(luò)或局域網(wǎng)?？梢酝ㄟ^一 個或多個中心路由器1102從一個交換機(jī)1101對這些蜂窩區(qū)域之間的尖峰事件傳送進(jìn)行路 由。可將每個中心路由器耦接到一個或多個NC 1103。
[0102] 在另一個實施例中，可使用共享處理設(shè)備、單獨(dú)的處理設(shè)備、或多個處理設(shè)備來實