一種多徑信道下的ofdm定時(shí)同步檢測方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明涉及一種0FDM定時(shí)同步檢測方法，特別是一種多徑信道下的0FDM定時(shí)同 步檢測方法，屬于數(shù)字無線通信傳輸技術(shù)領(lǐng)域。
【背景技術(shù)】
[0002] 正交頻分復(fù)用（OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，0FDM)技術(shù)具有 抗多徑能力強(qiáng)、頻譜利用率高、支持大容量信息傳輸?shù)葍?yōu)點(diǎn)。在移動通信領(lǐng)域，OFDM是第四 代地面移動通信的核心技術(shù)。在衛(wèi)星通信領(lǐng)域，0FDM適用于寬帶衛(wèi)星通信信道下的高速數(shù) 據(jù)傳輸，例如歐洲衛(wèi)星標(biāo)準(zhǔn)DVB-SH設(shè)計(jì)了采用0FDM或TDM技術(shù)的混合地面與衛(wèi)星的通信 系統(tǒng)。
[0003] 在0FDM通信系統(tǒng)中，將高速串行輸入的數(shù)據(jù)流經(jīng)過串并變換得到低速并行的子 數(shù)據(jù)流，并通過子載波映射得到隊(duì)路并行子數(shù)據(jù)流{XJ。其中，每路子數(shù)據(jù)流的信息速率 降低為輸入數(shù)據(jù)流的1/NS，符號周期擴(kuò)展為輸入數(shù)據(jù)流的隊(duì)倍。然后，通過逆傅里葉變換 (InverseFastFourierTransform，IFFT)將隊(duì)路子數(shù)據(jù)流{Xk}調(diào)制到Ns個(gè)并行且相互 正交的子載波上，其結(jié)果經(jīng)過并串變換后得到0FDM符號。為了減小多徑信道引入的符號間 干擾（Inter-SymbolInterference,ISI)，在每個(gè)0FDM符號前添加其末尾Ng個(gè)采樣作為循 環(huán)前綴。因此，0FDM基帶傳輸信號xn表示為
[0004]
[0005] 其中，隊(duì)為IFFT/FFT的大?。ㄒ话闳?的整數(shù)次冪），Xk (0彡k彡Ns-1)為第k個(gè) 子載波上調(diào)制的數(shù)據(jù)信息，&為0FDM符號的循環(huán)前綴個(gè)數(shù)。
[0006] 0FDM傳輸信號經(jīng)歷多徑衰落信道后，通常存在由信道引入的符號定時(shí)偏差與載波 頻率偏差，故0FDM基帶接收信號r(n)可表示為
[0007]
[0008] 其中，e為未知的符號定時(shí)偏差，v為以子載波間隔歸一化的載波頻率偏差，w(n) 為獨(dú)立同分布的復(fù)高斯過程，h(m)為信道脈沖響應(yīng)，L為信道的多徑數(shù)。
[0009] 在接收解調(diào)之前，需要通過符號定時(shí)同步確定接收信號的起始位置。常用的符號 定時(shí)同步方法通常采用具有重復(fù)結(jié)構(gòu)的前導(dǎo)符號進(jìn)行定時(shí)估計(jì)，如S&C方法、Minn方法等。 S&C方法采用時(shí)域具有兩段重復(fù)結(jié)構(gòu)的前導(dǎo)符號，通過對接收信號的前后兩段進(jìn)行共輒相 關(guān)計(jì)算定時(shí)度量，表示為：
[0010]
[0011] 其中，d為長度為隊(duì)的數(shù)據(jù)段中第1個(gè)采樣數(shù)據(jù)的位置。由于循環(huán)前綴中包含前 導(dǎo)符號的重復(fù)結(jié)構(gòu)，該方法的定時(shí)度量存在平臺，且定時(shí)估計(jì)性能較差。為了改善S&C方法 的定時(shí)度量并提高定時(shí)估計(jì)準(zhǔn)確性，Minn提出采用具有四段重復(fù)結(jié)構(gòu)的前導(dǎo)符號C，滿足C =[BB-B-B]形式，其中B表示長度的前導(dǎo)數(shù)據(jù)段。Minn方法的定時(shí)度量表 示為
[0012]
[0013] Minn方法提高了S&C方法的定時(shí)估計(jì)準(zhǔn)確性，但其定時(shí)度量仍存在多個(gè)峰值，在 多徑衰落信道下正確檢測概率較低。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0014] 本發(fā)明的技術(shù)解決問題是：針對多徑衰落信道下0FDM接收機(jī)中傳統(tǒng)符號定時(shí)同 步算法的檢測性能較差的問題，本發(fā)明提供了一種0FDM定時(shí)同步檢測及其檢測性能評估 方法。首先通過基于加權(quán)差分相關(guān)的定時(shí)估計(jì)方法計(jì)算定時(shí)度量，然后根據(jù)滿足系統(tǒng)要求 的檢測門限對該定時(shí)度量的兩個(gè)峰值進(jìn)行定時(shí)同步檢測，其中，檢測門限依據(jù)提供的定時(shí) 同步檢測性能評估方法進(jìn)行設(shè)置。該方法只需要采用一個(gè)通用的具有重復(fù)結(jié)構(gòu)的前導(dǎo)符 號，在多徑衰落信道下具有較好的檢測性能，定時(shí)估計(jì)過程不受載波頻偏的影響，且具有較 低的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度，在多徑衰落信道下，可以通過該方法評估0FDM定時(shí)同步檢測方法的檢測 性能并設(shè)置滿足系統(tǒng)檢測概率與虛警概率要求的檢測門限入。
[0015] 本發(fā)明的技術(shù)解決方案是：一種多徑信道下的0FDM定時(shí)同步檢測方法，步驟如 下：
[0016] (1)設(shè)采樣位置計(jì)數(shù)器d= 0 ;初始化長度為Ns/2的先進(jìn)先出存儲器，即FIFO,用 于存儲格式為Rflfci(d) = {bsyn，d}的數(shù)據(jù)，其中bsyn為判斷位置d的定時(shí)度量M(d)是否超 過設(shè)定檢測門限A的標(biāo)志位；
[0017](2)令d=d+1，根據(jù)定時(shí)估計(jì)算法計(jì)算定時(shí)度量M(d)，并比較M(d)與檢測門限 入，若M(d)彡A，則bsyn= 1，否則bsyn= 0 ;
[0018] (3)將數(shù)據(jù)RflfC]={bsyn，d}存入FIFO中，若FIFO中的Rflf。(d)信息總數(shù)Nm滿足Nm =Ns/2,則從FIFO讀出數(shù)據(jù)RflfC](d-Ns/2)，進(jìn)入步驟（4);否則返回步驟（2);
[0019] (4)若RflfC](d-Ns/2)和Rflf。⑷滿足：bsyn(d-Ns/2) =bsyn(d) = 1，則 0FDM定時(shí)同 步檢測成功，定時(shí)偏移估計(jì)量氣/2 ,否則返回步驟（2)。
[0020] 所述步驟（2)中采用基于加權(quán)差分相關(guān)的定時(shí)估計(jì)算法計(jì)算定時(shí)度量M(d)，具體 步驟為：
[0021] (2-1)在極坐標(biāo)下，令已知具有兩段重復(fù)結(jié)構(gòu)的前導(dǎo)信號為c(n)= Ac(n) ?exp{j0 c(n)}，接收信號為r(n+d) =Ar(n+d) ?exp{j0r(n+d)}，其中，Ac(n)為c(n)的幅值， 為c(n)的相位，A^n+d0r(n+d)的幅值，0 ^n+d0r(n+d)的相位；
[0022] (2-2)將接收信號中長度為Ns/2的數(shù)據(jù)段與已知前導(dǎo)信號c(n)共輒相乘得到 r0(n，d)，具體由公式：
[0023]
[0024] 給出，其中凡為1幀包含的OFDM符號數(shù)，N=NS+N$ 1個(gè)OFDM符號中數(shù)據(jù)與循 環(huán)前綴的總個(gè)數(shù)，隊(duì)為IFFT/FFT大小，NgS0FDM符號的循環(huán)前綴數(shù)；
[0025](2-3)將序列rQ(n,d)以間隔m，m= 1，…，M。計(jì)算差分相關(guān)p(m,d)，得到M。個(gè)差 分相關(guān)值，具體由公式：
[0026]
[0027]給出，其中，Ns/2_m為求和項(xiàng)的數(shù)目，M。為可調(diào)參數(shù)，且為正整數(shù)，當(dāng)Mf1時(shí)，差 分相關(guān)結(jié)果P(l,d)直接用于計(jì)算定時(shí)度量，即M(d) =p(l,d);當(dāng)MQ>1時(shí)，對p(m,d)進(jìn)行 加權(quán)求和后用于計(jì)算定時(shí)度量。
[0028] (2-4)采用系數(shù)為1/M。的平均加權(quán)，得到相關(guān)函數(shù)P(d)，具體由公式：
[0029] //( -J. - -- KJ；
[0030] 給出；
[0031] (2-5)用數(shù)據(jù)段的能量
（d)歸一化，得到基于加權(quán)差分 相關(guān)的歸一化定時(shí)度量M(d)，具體由公式：
[0032] 1
[0033] 給出。
[0034] 所述步驟（2-4)中M。的取值為：若Ns= 64,則M。彡2 ;若Ns= 128,則M。彡3 ;若 Ns= 256,則M。彡 4 ;若\= 512,則M。彡 6 ;若\= 1024,則M。彡 8。
[0035] 所述步驟（2-2)中將接收信號中長度為隊(duì)/2的數(shù)據(jù)段與已知前導(dǎo)信號c(n)共輒 相乘得到r。(n，d)，具體方法為：令已知前導(dǎo)信號C(n)的幅值為A。w=l，則r。(n，d)的相 位為，幅值為=1，共輒相乘在FPGA中僅通過加法器實(shí)現(xiàn)。
[0036] 所述步驟（2-2)中將接收信號中長度為隊(duì)/2的數(shù)據(jù)段與已知前導(dǎo)信號c(n)共輒 相乘得到r(j(n，d)以及步驟（2-3)中將序列r(j(n，d)以間隔m，m= 1，…，M。計(jì)算差分相關(guān)P(m，d)，得到M。個(gè)差分相關(guān)值，具體方法為：令接收信號r(n)和已知前導(dǎo)信號c(n)的幅值 為Ar-) =Ac(n) = 1，則r。(n，d)的相位為疼6:細(xì))一 幅值為一1'、p(m，d)的 相位為，幅值為Ap〇n,d)= 1，步驟（2-2)中共輒相乘和步驟（2-3)中 差分相關(guān)在FPGA中通過加法器和移位寄存器實(shí)現(xiàn)。
[0037] 所述步驟（2-1)中具有兩段重復(fù)結(jié)構(gòu)的前導(dǎo)信號具體為：c=[AA]，其中A為長 度為Ns/2的復(fù)隨機(jī)序列。在0FDM系統(tǒng)的頻域，將長度為Ns/2的MPSK/MQAM調(diào)制的復(fù)隨機(jī) 序列映射到長度為隊(duì)的OFDM頻域序列的奇數(shù)子載波上，