一種基于ofdm前導(dǎo)的整數(shù)頻偏估計(jì)方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明涉及一種整數(shù)頻偏估計(jì)方法，特別是一種基于0FDM前導(dǎo)的整數(shù)頻偏估計(jì) 方法，屬于數(shù)字無線通信傳輸技術(shù)領(lǐng)域。
【背景技術(shù)】
[0002] 正交頻分復(fù)用（OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，0FDM)技術(shù)具有 抗多徑能力強(qiáng)、支持高速信息傳輸?shù)葍?yōu)點(diǎn)，已成熟應(yīng)用于地面移動(dòng)通信領(lǐng)域。在無人機(jī)測(cè)控 以及寬帶衛(wèi)星移動(dòng)通信領(lǐng)域，0FDM可以提供高速數(shù)據(jù)傳輸，例如美國(guó)全球微波系統(tǒng)（GMS) 的高清晰度信使數(shù)據(jù)鏈（HDML)采用C-0FDM體制，歐洲衛(wèi)星標(biāo)準(zhǔn)DVB-SH設(shè)計(jì)了采用0FDM 或TDM技術(shù)的混合地面與衛(wèi)星的通信系統(tǒng)。
[0003] 0FDM信號(hào)經(jīng)過多徑信道衰落后，引入了定時(shí)偏差與頻率偏差，在0FDM接收機(jī)中 需要通過符號(hào)定時(shí)同步、小數(shù)頻偏估計(jì)與整數(shù)頻偏估計(jì)進(jìn)行糾正和補(bǔ)償。其中，整數(shù)頻 偏估計(jì)方法主要分為時(shí)域與頻域兩類：時(shí)域估計(jì)方法如文獻(xiàn)"RenGL,ChangY,Zhang H,etal.SynchronizationMethodsBasedonaNewConstantEnvelopePreamble forOFDMSystems[J].IEEETransactionsonBroadcasting, 2005, 51 (1) : 139-143. 中的估計(jì)算法需要基于前導(dǎo)符號(hào)在OFDM時(shí)域完成準(zhǔn)確的符號(hào)定時(shí)同步，其整數(shù)頻偏 估計(jì)受符號(hào)定時(shí)同步性能影響較大；頻域估計(jì)方法如文獻(xiàn)"MorelliM，D'AndreaA N,MengaliU.FrequencyambiguityresolutioninOFDMsystems.IEEECommunications Letters, 2000 (4) : 134-136. "中的估計(jì)算法需要在連續(xù)兩個(gè)OFDM數(shù)據(jù)符號(hào)中插入導(dǎo)頻數(shù) 據(jù)，不能充分利用前導(dǎo)符號(hào)。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0004] 本發(fā)明的技術(shù)解決問題是：克服現(xiàn)有技術(shù)的不足，提供了一種基于0FDM前導(dǎo)的整 數(shù)頻偏估計(jì)方法，該方法只需要采用一個(gè)前導(dǎo)符號(hào)在0FDM接收機(jī)的頻域進(jìn)行整數(shù)頻偏估 計(jì)，不需要使用兩個(gè)前導(dǎo)符號(hào)或者在數(shù)據(jù)符號(hào)中插入導(dǎo)頻，估計(jì)性能對(duì)符號(hào)定時(shí)殘留偏差 不敏感，在多徑衰落信道下可以獲得較好的頻偏估計(jì)性能。
[0005] 本發(fā)明的技術(shù)解決方案是：一種基于0FDM前導(dǎo)的整數(shù)頻偏估計(jì)方法，步驟如下：
[0006] (1)獲取符號(hào)定時(shí)同步后的接收前導(dǎo)符號(hào){rp(n),n= 0,…，Ns-1}，對(duì){rp(n),n= 〇,…，Ns-1}補(bǔ)償小數(shù)頻偏后得到OFDM時(shí)域前導(dǎo)符號(hào){z(n)，n= 0,…，Ns-1};
[0007](2)將步驟⑴中的OFDM時(shí)域前導(dǎo)符號(hào){z(n)，n= 0,…，Ns-1}通過FFT變換到 OFDM頻域，得到接收前導(dǎo)的OFDM頻域信號(hào){Z(k)，k= 0,…，Ns-1};
[0008](3)將步驟⑵中的接收前導(dǎo)OFDM頻域信號(hào){Z(k)，k= 0,…，Ns-1}循環(huán)移位d 個(gè)采樣點(diǎn)后得到循環(huán)移位后的接收前導(dǎo)OFDM頻域信號(hào){Z(k)，k=d，…，Ns-1，0,…，d-1}， 然后將循環(huán)移位后的接收前導(dǎo)OFDM頻域信號(hào)與接收端已知前導(dǎo)的頻域信號(hào){C(k)，k= 〇,…，Ns-1}的共輒相乘，得到Rs (k，d)，
[0009](4)獲取步驟（3)中得到的數(shù)據(jù)序列{Rs(k，d)，k=0,…，Ns_l}中的有效子載波 數(shù)據(jù){Rd(l，d) =Rs(k，d)，1 = 0,…，Nd-l，k= (Ns-Nd)/2,…，（Ns+Nd)/2-l}，即有效子載波 數(shù)據(jù)Rd(l，d)通過變量1和k的取值根據(jù)數(shù)據(jù)序列Rs(k，d)得到，然后將有效子載波數(shù)據(jù)以 間隔m，m= 1，…，M。，M。^Nd/2共輒相乘后累加，得到M。個(gè)差分相關(guān)數(shù)據(jù)P(m,d);
[0010] (5)對(duì)步驟（4)中M。個(gè)差分相關(guān)數(shù)據(jù)P(m，d)取絕對(duì)值后，平均加權(quán)求和計(jì)算頻偏 估計(jì)度量M(d);
[0011] (6)查找步驟（5)中頻偏估計(jì)度量M(d)的最大值，最大值對(duì)應(yīng)的循環(huán)移位d為整 數(shù)頻偏估計(jì)量
[0012]
a
[0013] 所述步驟（1)中獲取符號(hào)定時(shí)同步后的接收前導(dǎo)符號(hào){rp(n)，n= 0,…，Ns-1}，具 體通過發(fā)送端時(shí)域具有兩段重復(fù)結(jié)構(gòu)的前導(dǎo)符號(hào)經(jīng)過信道后產(chǎn)生，在發(fā)送端中，時(shí)域具有 兩段重復(fù)結(jié)構(gòu)的前導(dǎo)符號(hào)表示為：c=[AA]，其中A為長(zhǎng)度為Ns/2的復(fù)隨機(jī)序列，在0FDM 發(fā)送端中，將長(zhǎng)度為Ns/2的MPSK/MQAM調(diào)制的復(fù)隨機(jī)序列映射到長(zhǎng)度為隊(duì)的OFDM頻域序 列的奇數(shù)子載波上，偶數(shù)子載波上均為〇,并對(duì)映射后的頻域序列進(jìn)行Ns點(diǎn)的IFFT后得到 時(shí)域具有兩段重復(fù)結(jié)構(gòu)的前導(dǎo)符號(hào)，發(fā)送端時(shí)域具有兩段重復(fù)結(jié)構(gòu)的前導(dǎo)符號(hào)c (n)，具體 由公式：
[0014]
[0015] 給出，其中C(k)為頻域前導(dǎo)符號(hào)第k個(gè)子載波上的數(shù)據(jù)，隊(duì)為IFFT的大小。
[0016]所述步驟⑴中對(duì){rp (n)，n= 0,…，Ns-1}補(bǔ)償小數(shù)頻偏后得到0FDM時(shí)域前導(dǎo)符 號(hào){z(n)，n= 0, ???，NS-1};具體由公式：
[0017]
[0018] 給出，其中q為帶估計(jì)的整數(shù)頻偏，|為小數(shù)頻偏估計(jì)量，Ae為殘留的定時(shí)偏 差，A|為殘留的小數(shù)頻偏，為零均值復(fù)高斯噪聲，{c(n)，n= 〇,…，Ns-1}為時(shí)域具有兩段重復(fù)結(jié)構(gòu)的前導(dǎo)符號(hào)，h(m)為多徑衰落信道的脈沖響應(yīng)，L為 信道記憶長(zhǎng)度。
[0019]所述步驟⑵中將步驟⑴中的0FDM時(shí)域前導(dǎo)符號(hào){z(n)，n= 0, ???，NS_1}通過 FFT變換到OFDM頻域，具體由公式：
[0020]
[0021] 令小數(shù)頻偏為理想估計(jì)，S卩A| = 〇,則接收前導(dǎo)的頻域信號(hào){Z(k)，k= 0,… ，Ns_l}表不為：
[0022]
[0023] -[0024] 所述步驟（3)中的Rs (k，d)具體由公式：
[0025]
[0026] 給出，其中d= 0,…，Ns_l，即整數(shù)頻偏估計(jì)范圍為[_Ns/2，Ns/2]，其中，Ae為殘 留的定時(shí)偏差，rC%IFFT/FFT的大小jjk-d)和1〇〇均為噪聲項(xiàng)，H(k)為信道頻率響應(yīng)。
[0027] 所述步驟⑷中的P(m，d)具體為：令信道頻率響應(yīng)H(k)在一個(gè)0FDM符號(hào)周期內(nèi) 保持不變，即H(k) =H(k-j)，j= 0,…，Ns_l，貝1J當(dāng)d=q時(shí)，M。個(gè)差分相關(guān)數(shù)據(jù)P(m,d)由 公式：
[0028]
[0029] 給出，其中^為0FDM符號(hào)中的有效子載波數(shù)，H(l)為信道的頻率響應(yīng)，I(m)為干 擾項(xiàng)，具有由公式
[0030]
[0031] 給出。
[0032] 所述步驟（5)中M(d)具體由公式：
[0033]
[0034] 給出。
[0035] 本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比的有益效果是：
[0036] (1)本發(fā)明提出的基于0FDM前導(dǎo)的整數(shù)頻偏估計(jì)方法只需要采用一個(gè)0FDM塊狀 前導(dǎo)符號(hào)，不需要使用兩個(gè)前導(dǎo)符號(hào)或者在數(shù)據(jù)符號(hào)中插入導(dǎo)頻；
[0037] (2)本發(fā)明提出的基于0FDM前導(dǎo)的整數(shù)頻偏估計(jì)方法在0FDM信號(hào)的頻域進(jìn)行差 分相關(guān)估計(jì)整數(shù)頻偏，其估計(jì)性能不受符號(hào)定時(shí)殘留偏差的影響；
[0038] (3)本發(fā)明提出的基于0FDM前導(dǎo)的整數(shù)頻偏估計(jì)方法對(duì)M。個(gè)差分結(jié)果采用平均 求和的實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)，在多徑信道條件下，具有較低的錯(cuò)誤檢測(cè)概率。
【附圖說明】
[0039] 圖1為本發(fā)明整數(shù)頻偏估計(jì)方法的實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)；
[0040] 圖2為本發(fā)明整數(shù)頻偏估計(jì)方法在多徑衰落信道下的錯(cuò)誤檢測(cè)概率。
【具體實(shí)施方式】
[0041] 下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的【具體實(shí)施方式】進(jìn)行進(jìn)一步的詳細(xì)描述。
[0042] 本發(fā)明的主要思想是：提供一種適用于0FDM無線通信系統(tǒng)的整數(shù)頻偏估計(jì)方法。 所提出的整數(shù)頻偏估計(jì)方法只需要采用一個(gè)塊狀前導(dǎo)符號(hào)，首先將已經(jīng)完成符號(hào)定時(shí)同步 以及小數(shù)部分頻偏補(bǔ)償?shù)?FDM接收信號(hào)進(jìn)行FFT變換得到0FDM頻域信號(hào)，然后對(duì)0FDM頻 域信號(hào)循環(huán)移位d個(gè)采樣后與接收機(jī)中已知的前導(dǎo)序列頻域信號(hào)共輒相乘，并針對(duì)共輒相 乘結(jié)果中的有效子載波數(shù)據(jù)以間隔m進(jìn)行差分相關(guān)，絕對(duì)值累加后得到M。個(gè)差分相關(guān)值， 最后對(duì)M。個(gè)差分相關(guān)值平均求和得到整數(shù)頻偏估計(jì)度量M(d)。根據(jù)所提出的整數(shù)頻偏估 計(jì)方法，M(d)的最大值對(duì)應(yīng)的循環(huán)移位d即為整數(shù)頻偏估計(jì)量$。
[0043] 具有兩段重復(fù)結(jié)構(gòu)前導(dǎo)符號(hào)的0FDM系統(tǒng)具有以下特征：
[0044] 在0FDM發(fā)送端中，時(shí)域具有兩段重復(fù)結(jié)構(gòu)的前導(dǎo)符號(hào)表示為：c=[AA]，其中A 為長(zhǎng)度為Ns/2的復(fù)隨機(jī)序列，在OFDM發(fā)送端中，將長(zhǎng)度為Ns/2的MPSK/MQAM調(diào)制的復(fù)隨機(jī) 序列映射到長(zhǎng)度為隊(duì)的0FDM頻域序列的奇數(shù)子載波上，偶數(shù)子載波上均為0,并對(duì)映射后 的頻域序列進(jìn)行Ns點(diǎn)的IFFT后得到時(shí)域具有兩段重復(fù)結(jié)構(gòu)的前導(dǎo)符號(hào)，發(fā)送端時(shí)域具有 兩段重復(fù)結(jié)構(gòu)的前導(dǎo)符號(hào)c(n)，具體由公式：
[0045]
[0046] 給出，其中C(k)為頻域前導(dǎo)符號(hào)第k個(gè)子載波上的數(shù)據(jù)，隊(duì)為IFFT的大小。
[0047] 2)在0FDM接收端中，接收信號(hào)存在由多徑衰落信道引入的符號(hào)定時(shí)偏差與載波 頻率偏差，表不為
[0048]
[0049] 其中，q為未知的歸一化整數(shù)頻偏，v=I+q為歸一化的載波頻率偏差，I為歸一 化的小數(shù)頻偏，e為符號(hào)定時(shí)偏差，w(n)是方差為的零均值復(fù)高斯噪聲，h(m)為多徑衰 落信道的脈沖響應(yīng)，L為信道記憶長(zhǎng)度。
[0050] 基于上述發(fā)送端與接收端的0FDM信號(hào)，本發(fā)明所提出的基于0FDM前導(dǎo)的整數(shù)頻 偏估計(jì)方法的實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)如圖1所示，具有以下步驟：
[0051] (1)獲取符號(hào)定時(shí)同步后的接收前導(dǎo)符號(hào){rp(n),n= 0,…，Ns-1}，對(duì){rp(n),n= 〇,…，Ns-1}補(bǔ)償小數(shù)頻偏（以上過程均由具體通過具有兩段重復(fù)結(jié)構(gòu)的前導(dǎo)符號(hào)完成；） 后得到0FDM時(shí)域