的計算 成本取消誤差。如果如在圖1A中所描述由它們的對稱性測量的不相關(guān)誤差源在交互之前 被取消，所需校正的明顯復(fù)雜性顯著減少。QEC 170的輸出包括糾正后的I和Q信號180和 190〇
[0049] 如圖1所示，正交接收器100的QE可以在一個示例中集總為三個來源：Η)誤差 110 (在預(yù)解調(diào)級中的失配）、L0誤差112 (混頻器L0-相關(guān)的誤差）和BB誤差114 (BB信 道失配誤差）。當(dāng)在混合器130和混頻器132之間施加的相位角不是精確90度時，L0誤 差112產(chǎn)生。在這集總模型中，BB誤差114包含解調(diào)后所有剩余Rx誤差，加上解調(diào)之前全 頻獨立幅度失配。在一些示例中，無論來源如何，與頻率無關(guān)的幅度失配具有不可區(qū)分的效 果，至少相關(guān)于校正，因此方便與BB誤差114集總。BB誤差114由的TIA 142-2和和連續(xù) 時間Σ-Δ (SD) 150-2中的相位和幅度失配，以及混頻器130和132中的失配增益項為主。 最終集總源誤差110是三個中的較小者，并且在一些實施例中只當(dāng)帶寬高變成顯著。它 可例如通過混頻器130和132中的失衡應(yīng)用L0140(諸如，不相等的L0占空比）創(chuàng)建。這 往往產(chǎn)生L0 140的頻率的不對稱幅度失配線性。
[0050] 在該示例QR 100中，QE校正僅消除I和Q信道響應(yīng)之間的差異。這允許I被認(rèn)為 是參考，所有的不匹配可以集中到Q。校正QE然后涉及在頻率上識別Q相關(guān)于I的幅度和 相位失配，和修改Q響應(yīng)以匹配為I確定的。因此，在一個或多個實施例中，Ie182和Qe192 中僅一個可以被認(rèn)為是需要校正的有意義的"誤差"信號。在本文公開的特定實施例中，只 有QE192是有意義的誤差信號。
[0051] 如果起源解調(diào)后，幅度誤差（諸如，L0誤差112和BB誤差114)相同地影響正和 負(fù)頻率方。因此，幅度誤差可以通過以頻率依賴的方式簡單獲得Q的幅度以匹配I的幅度 而校正，而不考慮受影響的頻率是否實際上是正或負(fù)。這里，如果它小于L0頻率，RF頻率 被認(rèn)為是負(fù)的，并且如果它大于L0頻率，它被認(rèn)為是正的。解調(diào)之前的頻率無關(guān)幅度誤差 也可以這種方式解決，因為根據(jù)定義，它相同影響正和負(fù)頻率。然而，如下面所討論，解調(diào)前 的頻率相關(guān)幅度誤差也需要特別注意。
[0052] 不同于幅度誤差，相位誤差可需要密切歸因于它們的來源，以便適當(dāng)補償。這是因 為，BB誤差中的相位誤差114在同一方向偏移正和負(fù)頻率方；但由L0誤差112引入的相位 誤差在相反方向偏移正和負(fù)方。通過采用兩種不同的糾正措施，在QR 100中實現(xiàn)同時校正 整個帶寬的L0誤差112和BB誤差114。如下面所討論，誤差110再次需要特別注意。
[0053] 用于校正L0誤差112的有效方法是向Q添加（或減去）I的標(biāo)量。利用I和Q之 間的相位關(guān)系，這通過以相等相位量偏移所有頻率而低成本取消L0相位誤差112,但根據(jù) 需要，在依賴于頻率符號的方向上。校正BB誤差114的有效方法在于僅對QEC 170中的Q 信道實施校正。不同于向Q添加I，QEC 170可在相同方向移位正和負(fù)頻率方的相位，并且 由QEC 170的頻率響應(yīng)確定的量（原始頻率的實際標(biāo)志是無關(guān)的，因為當(dāng)獨立于I評價或 處理Q時該信息丟失）。QEC 170也可用于校正BB誤差114的幅度，并且可以并入標(biāo)量項 以校正從L0誤差112所得的Q幅度衰減。除了引起QT0在錯誤相位進行采樣，L0誤差112 也可導(dǎo)致Q離它的高峰期采樣。在一個示例中，以誤差引入的相反順序施加這兩個糾正措 施（向Q加入I的簽名量，并應(yīng)用圖2的QFIR 260)。直到BB誤差114由QFIR 160-2糾 正，I和Q之間的關(guān)系不被平衡，當(dāng)L0誤差112在Q引入其假象，所以修正不會像向Q添加 I 一樣簡單。因此，在一個示例中，在向Q標(biāo)量增加I之前，應(yīng)用圖2的QFIR 260。
[0054] 一旦L0誤差112和BB誤差114已被糾正，更容易實現(xiàn)TO誤差110補償。出于同 樣的原因，在L0誤差112之前校正BB誤差114是有利的，在校正誤差110前校正BB誤 差114和L0誤差112也是有利的。在一個實施例中，誤差110已觀察到具有松散傳遞 函數(shù)。因此可以通過Q信道上相對簡單的復(fù)數(shù)濾波器實現(xiàn)補償，使正和負(fù)頻率接收它們需 要的輕微獨立調(diào)整。
[0055] 在一個示例系統(tǒng)中，QR 100可以是收發(fā)器系統(tǒng)的一部分，并且只要系統(tǒng)處于發(fā)射 模式中，可以在QR 100上驅(qū)動測試音調(diào)102。因此，無論何時QR 100不主動接收RF信號， QR 100中的QE可以被連續(xù)地更新。在其他實施例中，其他的安排也是可能的。例如，在另 一個示例中，QR 100是不帶發(fā)射機功能的雙頻專用接收器的一部分。在這種情況下，兩個接 收器頻帶中的一個可以偶爾被切換不活動以驅(qū)動測試音調(diào)102和測量QE。在另一示例中， 測試音調(diào)102可以疊加在接收的RF信號上。在又一示例中，所接收的RF信號本身可以用 作測試音調(diào)，和QE可以連續(xù)更新。在實施例中，測試音調(diào)102可以包括一系列相應(yīng)的頻率 對f，其中，每個f包括+f與-f。
[0056] 在一個示例中，對于L0 (f)的集總誤差模型具有形式，其中在頻率f評估包括組合 在頻率+f和-f的觀測：
[0058] 以及
[0059] LO^gCf) = ocs(L0PHA(f)).
[0060] 在一個示例中，對于BB(f)的集總誤差模型具有形式，其中在頻率f的評價包括 組合在頻率+f和-f的觀測：
[0062] 以及
[0064] 在一個示例中，對于ro(f)的集總誤差模型具有形式，其中在頻率f的評價包括 組合在頻率+f和-f的觀測
[0068]其中：
[0069] 當(dāng)f被設(shè)置為零時，L0PHA通過擬合L0 PHA(f)為η階多項式，并使用返回的值被標(biāo) 識，和L0PHA的值一樣。L0 ΡΗΑ是真正的L0相位誤差，其不隨頻率而改變。
[0070] 在上面的等式中，PHA(f)表示相位失配，其是在頻率f觀察到的Q和I的相位之 間期望差的偏差。對于正音調(diào)，Q的相位預(yù)計90度滯后I的相位，而對于負(fù)音調(diào)，Q的相位 預(yù)計90度滯后I的相位。
[0071] 此外，在上面的等式中，MAG(f)表示幅度失配，表示為Q的幅度與I的幅度的比例。
[0072] 圖2是根據(jù)本說明書的一個或多個示例的QEC 170的框圖。應(yīng)該理解，QEC 170 的許多不同體系結(jié)構(gòu)以及這里示出的實施例僅通過非限制性示例的方式公開。在這個示例 中，QEC 170包括五個主要部件：RF音調(diào)發(fā)生器220、QE觀察器230、QE分析器240、QEC控 制器250和誤差補償器280。
[0073] 在示例中，僅在混合器130之前，音調(diào)發(fā)生器220產(chǎn)生被求和到Rx的RF校準(zhǔn)信號。 I和Q上得到的信號的正交性然后可監(jiān)測，以確定QEs。通過使用相應(yīng)的正/負(fù)頻率對，可 以從BB誤差114分離誤差110和L0誤差112。在多個頻率的測試音調(diào)被施加到以構(gòu)建 頻率上的IQ失配的完整輪廓，并且還提供足夠的獨立方程以允許所有未知數(shù)待確定。如果 沒有預(yù)解調(diào)誤差和無干擾，分析單個相應(yīng)頻率對f的信道響應(yīng)識別L0誤差。然而，更多的 對需要見證頻率上預(yù)解調(diào)誤差的存在，或干擾對頻率的影響，因此這些可被取消。如果L0 誤差和預(yù)解調(diào)誤差被充分識別，單面測試音（只是正或負(fù)）可用于構(gòu)造其余的BB不匹配輪 廓。
[0074] 在一個示例中，誤差觀察器230包括硬件以將IQ信號變換到頻域。硬件然后執(zhí)行 獲取觀察必需的算法特定積累和關(guān)聯(lián)，其可用于產(chǎn)生相位輪廓，并獲得頻率上I和Q之間的 差異。
[0075] 在一個示例中，QE分析器240處理由QE觀察器子單元獲取的觀察，以確定QE校正 器子單元使用的校正系數(shù)。分析由嵌入和共享處理器內(nèi)執(zhí)行的軟件進行，諸如ARM M3。如 在本說明書中所用，處理器包括提供可編程邏輯的硬件、軟件或固件的任何組合，包括（作 為非限制性示例）微處理器、數(shù)字信號處理器、現(xiàn)場可編程門陣列、可編程邏輯陣列、專用 集成電路或者虛擬機處理器。處理器可以結(jié)合存儲器操作，它包括任何適當(dāng)?shù)囊资曰蚍?易失性存儲器技術(shù)，包括DDR RAM、SRAM、DRAM、閃存、R0M、光學(xué)媒體、虛擬內(nèi)存區(qū)域、磁或磁 帶存儲器或任何其它合適技術(shù)。
[0076] 分析一般不是時間關(guān)鍵的；誤差觀察器230中的硬件執(zhí)行所有必要的實時觀測和 計算。對于基于音調(diào)的校準(zhǔn)（TCAL)，分析開始于在代數(shù)學(xué)上結(jié)合觀察，以取消不必要的誤 差貢獻項。極端值可被淘汰，以清除任何污染音調(diào)。在頻率和觀測歷史（時間）上，也可 以執(zhí)行低通濾波以提高觀測質(zhì)量。這之后可以是線性的二次或更高階的內(nèi)插或曲線擬合， 以估計在缺乏音調(diào)觀察的子帶中所需的增益和相位校正。子帶觀測可丟失，例如可能因為 它們被丟棄離群，或者因為在校準(zhǔn)期間沒有音調(diào)應(yīng)用于該子帶。最后的快速傅立葉逆變換 (IFFT)可被執(zhí)行以創(chuàng)建時域校正系數(shù)。對于基于統(tǒng)計的校準(zhǔn)，分析涉及識別最佳匹配正/ 負(fù)頻率觀察的最小均方（LMS)擬合多項式，然后采用進行IFFT以創(chuàng)建時域校正系數(shù)。
[0077] 在示例誤差補償器280中，通過首先使用Q上真實QFIR 260均衡對I的Q信道 響應(yīng)，然后在求和塊214中從Q減去標(biāo)量以及最終對Q使用復(fù)核補償有限脈沖響應(yīng)濾波器 (CFIR) 270完成Q到I的均衡，校正QE。通過保守識別充分跟蹤QR 100的IQ失配傳遞函 數(shù)所需的頻域調(diào)整，而確定需要的抽頭數(shù)，除了迫使Q響應(yīng)匹配I，誤差補償器280可以添加 一組延遲到I，以補償校正期間添加到Q的延遲。延遲元件210和212可用于為該組延遲提 供精確定時。
[0078] QEC控制器250可以包括用戶可訪問的寄存器，其可以被寫入和讀出，以啟動、配 置和監(jiān)視校準(zhǔn)。該子單元也具有對QEC 170的所有其他部件的示例初步校準(zhǔn)順序控制。在 一個示例中，QEC控制器250可以包括單獨的處理器，或者可以和QE分析器240共享處理 器。
[0079] 在一個示例中，QE的硬件評價基于DFT，或測試音調(diào)的FFT分析。測試音調(diào)可因此 置于在或非常接近他們考察的子帶中心。非中心的測試音調(diào)可導(dǎo)致多個子帶FFT的頻譜泄 漏。這種泄漏會增加音調(diào)觀測噪聲，尤其是當(dāng)音調(diào)是在接近L0的頻率，或接近Nyquist頻 率。由于傅立葉分析的循環(huán)性質(zhì)，接近L0或奈奎斯特，從頻率X到-X的泄漏是最大的。類 似地，泄漏可是最小的，當(dāng)X接近一半的Nyquist時。從X到-X的泄露是最麻煩的，因為這 將替換為被評估的非常子帶。本中心的音調(diào)也干擾QE識別，因為在DFT或FFT、加窗之后將 在I和Q信道上見到不相似的不連續(xù)性。由于I和Q之間90度相位差，基本上不同的不連 續(xù)性被產(chǎn)生，其產(chǎn)生基本上不同的光譜假象。這些假象可以無關(guān)于原始信號，并沒有特別的 正交關(guān)系。
[0080] 關(guān)于信道的污染所造成的后果，如果不希望（非音調(diào)）的信道內(nèi)容隨著時間與其 自身和測試音是不相關(guān)的，對于在頻域平均化的觀察次數(shù)每增加一倍，它可以沿著3dB趨 勢降低。這是由于音調(diào)和噪聲自相關(guān)之間的差異。當(dāng)周期被求和時，完美音調(diào)建設(shè)性干擾， 獲得每周期求和的數(shù)目增加一倍的6分貝，而求和樣本每加倍，不相關(guān)信號干涉和增益只3 分貝，至少作為趨勢。
[0081] 作為替代以在頻域中平均化，SNR也可改進，但在時域平均數(shù)據(jù)的多個（FFT大?。?片段。即，在各段內(nèi)的偏移數(shù)據(jù)可以與位于要被組合的所有其它段的同一個偏移的數(shù)據(jù)進 行平均。該結(jié)果隨后可以使用單個FFT變換移動到頻域，從而節(jié)省和許多個別FFT相關(guān)聯(lián) 的相當(dāng)大的計算。如果音調(diào)的頻率是準(zhǔn)確的，以及信道噪聲完全不相關(guān)于測試音調(diào)，在FFT 分析之前求和的分段數(shù)量每增加一倍隨之沿著3dB趨勢增加SNR。這來自求和段每次加倍 音調(diào)幅度改進6dB，但每增加一倍噪聲幅度提高僅沿著3分貝趨勢。求和段的數(shù)量每次加 倍，SNR的凈改進是3dB。音調(diào)頻率誤差的存在有損該SNR改善，由于由連續(xù)段捕獲的信號 相位在以正比于頻率誤差的速率漂移。這降低段之間的相關(guān)性。因此，雖然在時域求和段 在計算上更有效率，所需SNR的改善量可需要在頻域中實現(xiàn)，以提高對音調(diào)頻率誤差免疫 力的水平。
[0082] 隨著增加的FFT或離散傅立葉變換（DFT)分析大小，SNR也提高。具體地說， SNR(單位dB)改進成正比于101og1Qnpciints，其中npciints是在分析中使用的點數(shù)。
[0083] 天線的熱噪聲對信道噪聲的理論水平設(shè)定最低下界。在一個示例中，QR 100的 設(shè)計目標(biāo)不是降解2dB以上（2分貝噪聲因子）。開始于-174dBm/Hz的室溫?zé)嵩肼?，并?假定LNA輸入到混頻器輸入的增益12分貝，在混頻器130輸入的噪聲水平為-174+2+12 =-160dBm/Hz，或-173dBVrms/Hz，假設(shè)50歐姆負(fù)載。如果使用48點FFT捕獲200MHz的 基帶帶寬，每個子帶的總噪聲是-173+ wWwW- 。當(dāng)滿刻度音被應(yīng)用時，由于在 混頻器輸入的最大信號電平是-17dBVrms，最大音調(diào)信噪比可是-17-(-106) = 89分貝。使 用在示例實施例中進行的某些設(shè)計權(quán)衡，在QR 100中，全音調(diào)可能只對發(fā)射回送路徑。對 于Rx信道104,音調(diào)被限制為-20dB滿刻度，降低音調(diào)噪聲比到69分貝。然而，接收路徑的 音噪比可以較差的天線隔離絕大多數(shù)主，而不是熱噪聲。當(dāng)滿量程信號由FFT大小子帶中 的天線108接收時，如果禁用LNA和打開T/R開關(guān)以實現(xiàn)50分貝天線隔離，音調(diào)噪聲（音 調(diào)對天線的干擾）是-2〇-(_5〇) = 3〇dB。
[0084] 在根據(jù)本文公開的TCAL方法產(chǎn)生相應(yīng)的誤差模型后，QEC