動(dòng)態(tài)模型來(lái)確定，該模型是多普勒頻移 的函數(shù)。相位噪聲的高頻分量(其引入ICI)可以通過(guò)自適應(yīng)ICI抵消方案來(lái)抵消。（ICI是載 波間干擾的首字母縮寫(xiě)。PSD是功率譜密度的首字母縮寫(xiě)。）
[0137] 基帶模擬濾波
[0138] 由接收機(jī)的基帶模擬濾波器(例如，圖5的濾波器510和濾波器534)消耗的功率可 以與到濾波器的全部輸入信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍以及期望的信號(hào)的帶寬BW和濾波器傳遞函數(shù)中 的極點(diǎn)(pole)的數(shù)量成比例。術(shù)語(yǔ)"期望的信號(hào)"指與UE的資源分配相對(duì)應(yīng)的信號(hào)。術(shù)語(yǔ)"阻 塞信號(hào)"指干擾信號(hào)。極點(diǎn)的數(shù)量將確定阻塞信號(hào)衰減的量。
[0139] UE設(shè)備中的數(shù)字電路可以動(dòng)態(tài)地感測(cè)相鄰阻塞信號(hào)的功率。（當(dāng)阻塞信號(hào)在頻率 上與期望的信號(hào)相鄰時(shí)，阻塞信號(hào)被稱為是"相鄰"的。）依賴于動(dòng)態(tài)地感測(cè)的相鄰阻塞信號(hào) 的功率，數(shù)字電路可以使用以下技術(shù)中的一個(gè)或多個(gè)來(lái)調(diào)整模擬濾波器電路。
[0140] (A)當(dāng)相鄰阻塞信號(hào)的功率?。ɡ纾∮陂撝?時(shí)，傳遞函數(shù)極點(diǎn)的數(shù)量可以減 少，因此減少了基帶模擬濾波器中的級(jí)的數(shù)量。
[0141] (B)當(dāng)相鄰阻塞信號(hào)的功率小時(shí)，模擬濾波器的模擬處理路徑的動(dòng)態(tài)范圍可以減 小。例如，模擬處理路徑的動(dòng)態(tài)范圍可以通過(guò)減少ADC位的數(shù)量來(lái)減小。動(dòng)態(tài)范圍的減小降 低了由于強(qiáng)信號(hào)的存在引入的非線性的限幅或壓縮。
[0142] (C)可以允許模擬濾波器電路基于輸入信號(hào)功率變得更嘈雜(例如，通過(guò)在較低電 源電流等級(jí)或者較低電源功率等級(jí)操作模擬濾波器電路hUGC可以確定到來(lái)的期望的信 號(hào)的強(qiáng)度。如果信號(hào)是強(qiáng)的，則可以容忍更多噪聲。因此，可以允許模擬阻塞信號(hào)更嘈雜。如 果信號(hào)弱，那么要求模擬阻塞信號(hào)不那么嘈雜。）
[0143] (D)濾波器的帶寬可以基于分配給UE設(shè)備的資源的大小來(lái)調(diào)整。（LTE允許給用戶 動(dòng)態(tài)可變大小的分配。）對(duì)于較小數(shù)量的所分配的資源塊(RB)，UE設(shè)備可以使用較小的濾波 器帶寬，并因此，消耗較少的功率。UE設(shè)備可以將濾波器的通帶的中心設(shè)置在分配，即分配 給UE設(shè)備的資源塊集合，的中心。
[0144] 一階模擬濾波器的示例
[0145] 圖7A示出了根據(jù)一些實(shí)施例的單端一階濾波器700。（濾波器700可以用于實(shí)現(xiàn)上 面所述的基帶模擬濾波器或者其部分。）濾波器700可以包括具有跨導(dǎo)值g ml的跨導(dǎo)體705，電 容器α和具有跨導(dǎo)值gm2的跨導(dǎo)體710。輸入電壓Vin可以提供給跨導(dǎo)體705的負(fù)輸入。跨導(dǎo)體 705的正輸入可以接地?？鐚?dǎo)體705的輸出可以耦合到跨導(dǎo)體710的負(fù)輸入、電容器C L和濾波 器700的輸出端Vout〇
[0146] 在一些實(shí)施例中，跨導(dǎo)體705和跨導(dǎo)體710的每一個(gè)可以如圖7B中所示的來(lái)實(shí)現(xiàn)， 圖7B示出了跨導(dǎo)體電路圖750。（然而，應(yīng)當(dāng)理解，一般不要求跨導(dǎo)體705和710由相同的電路 來(lái)實(shí)現(xiàn)。）輸入電壓信號(hào)V in可以耦合到跨導(dǎo)值為晶體管755的柵極。晶體管的漏極D可以 通過(guò)負(fù)載760耦合到電源電壓VSupply。（負(fù)載可以是，例如電阻。）晶體管的源極S可以接地。在 輸出端(其耦合到漏極)產(chǎn)生電流和電壓V? t。
[0147] 動(dòng)態(tài)范圍或信噪比的定義
[0148] 參考圖7A，濾波器400的傳遞函數(shù)可以表達(dá)為：
[0149]
[0? 50]其中極點(diǎn)pi = gm2/CL，其中S是復(fù)數(shù)變量。
[0151] 根據(jù)[拉扎維]，漏極噪聲電流為：
[0152]
[0153] 其中k表示波耳茲曼常量，T表示觀察的溫度，γ表示取決于晶體管幾何結(jié)構(gòu)的因 子，idnl表示級(jí)1的噪聲電流，i dn2表示級(jí)2的噪聲電流。電路的噪聲等效帶寬仏由下式給出：
[0154] Bn=Pi/4 = gm2/(4CL). (7)
[0155] [拉扎維]指由畢查德拉扎維（Behzad Rajavi)著作的書(shū)名為"射頻微電子"（RF Microelectronics)的書(shū)。
[0156] 假設(shè)在濾波器的輸出處的滿量程信號(hào)電壓（即，峰峰電壓)表示為VFS,PP。再假設(shè)高 阻抗來(lái)自負(fù)載。因此，我們給出了總噪聲電壓平方：
[0157]
[0158] 功耗模型
[0159] 用于上述放大器700的功耗模型作為增益、帶寬(BW)和信噪比（S/N)的函數(shù)可以如 下來(lái)構(gòu)建。通過(guò)在的上述表達(dá)式中代入表達(dá)式，我們獲得：
[0160]
[0161] 通過(guò)假設(shè)在輸出處的全擺幅，在濾波器的輸出處的動(dòng)態(tài)范圍（即，S/N)為：
[0162]
[0163] 其中Vs表不期望的或有用的信號(hào)的電壓。
[0164] 來(lái)自兩個(gè)分支的總電流Id為：
[0165：
[0166] 其中 Veff 表不 Vcs-Vth。
[0167] 對(duì)于典型的長(zhǎng)溝道M0SFET，跨導(dǎo)gmS:
[0168]
[0169] 其中VGS表示M0SFET的柵極和源極之間的電壓，Vth表示接通閾值電壓。
[0170] 因此，示例放大器的功耗為：
[0171]
[0172] 其中Vdd表不電源電壓。
[0173] 理想地，最大輸出電壓擺幅VFS將等于電源電壓VDD。如果不是這種情況，功耗將增 加：
[0174] n = VFs/VDD. (14)
[0175] 我們觀察到，對(duì)于較高的濾波器帶寬，將并入更多的噪聲并需要消耗更多的功率 來(lái)保持動(dòng)態(tài)范圍（即，SNR)。濾波器帶寬在上述公式中通過(guò)極pi來(lái)表示。
[0176] 作為阻塞信號(hào)功率占主導(dǎo)地位的這種情況的示例，如果檢測(cè)的阻塞信號(hào)功率下降 10dB，那么以動(dòng)態(tài)范圍（S/N)下降10dB為代價(jià)，功耗P可以下降10dB。見(jiàn)等式（13B)。
[0177] 同樣，如果分配給UE設(shè)備的下行鏈路的帶寬(BW)下降（例如，從50RB到2RB)，對(duì)于 相同的動(dòng)態(tài)范圍，UE設(shè)備可以折衷14dB帶寬（小于并入的噪聲）并減小功耗。（注意10* log (50/2) ? 14。）換句話說(shuō)，可以通過(guò)降低濾波器帶寬以滿足降低的分配帶寬來(lái)降低功耗P。在 等式（13B)中，帶寬由參數(shù)pi表示。
[0178] ADC和按需的動(dòng)態(tài)范圍
[0179]用于UE接收機(jī)的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)的規(guī)格可以包括信道帶寬（BW)和動(dòng)態(tài)范圍。因 此，在一些實(shí)施例中，ADC功耗的模型為：
[0180] P~DynamicRange XBW. (15)
[0181] BW表示信道帶寬，即，承載UE的期望的信號(hào)的無(wú)線電信道的帶寬（例如，OFDM頻 帶)。
[0182] ADC的動(dòng)態(tài)范圍可以基于以下因素中的一個(gè)或多個(gè)來(lái)動(dòng)態(tài)地調(diào)整。
[0183] (A)動(dòng)態(tài)范圍可以基于期望的信號(hào)的帶寬來(lái)動(dòng)態(tài)地碉整，該帶寬通常比信道帶寬 小很多。（在LTE中，資源的分配是動(dòng)態(tài)的。因此，分配給UE設(shè)備的資源的帶寬可以動(dòng)態(tài)地變 化。）設(shè)想兩個(gè)分配具有相同功率、不同BW以及相同SNR要求:BW1 >BW2。由于集成的量化噪 聲(QN)將更小，所以用于分配2的ADC動(dòng)態(tài)范圍將（比分配1的）更大。因此，ADC將為分配2消 耗不必要的功率。因此，當(dāng)分配帶寬減少時(shí)，將通過(guò)減小ADC的動(dòng)態(tài)范圍來(lái)降低功耗P。UE設(shè) 備可以通過(guò)控制采樣頻率、量化位的數(shù)量和ADC級(jí)的數(shù)量中的一個(gè)或多個(gè)來(lái)控制ADC的動(dòng)態(tài) 范圍。
[0184] (B)阻塞信號(hào)的功率等級(jí)也可以用于確定要求的動(dòng)態(tài)范圍?？梢詣?dòng)態(tài)地感測(cè)阻塞 信號(hào)的功率等級(jí)，并因此可以動(dòng)態(tài)地調(diào)整動(dòng)態(tài)范圍。當(dāng)阻塞信號(hào)功率等級(jí)小(大)時(shí)，動(dòng)態(tài)范 圍可以增大(減小）。阻塞信號(hào)的功率等級(jí)可以通過(guò)AGC電路和/或通過(guò)數(shù)字域中的濾波來(lái)感 測(cè) 。
[0185] (C)諸如調(diào)制和編碼方案(MCS)和空間流的數(shù)量之類(lèi)的操作參數(shù)可以確定施加于 ADC的SNR需求。（SNR需求可以通過(guò)控制ADC的動(dòng)態(tài)范圍施加于ADC上。）換句話說(shuō)，可以基于 分配的MCS和/或與分配相關(guān)聯(lián)的空間流的數(shù)量來(lái)調(diào)整SNR需求(或ADC帶寬）?；究梢栽诳?制信道中以信號(hào)告知分配的MCS和/或空間流的數(shù)量。
[0186] ADC的動(dòng)態(tài)范圍可以通過(guò)控制以下中的一個(gè)或多個(gè)來(lái)動(dòng)態(tài)地調(diào)整。
[0187] (l)ADC的時(shí)鐘頻率。當(dāng)時(shí)鐘頻率較小時(shí)，量化噪聲(QN)擴(kuò)展到較小的頻率范圍。因 此，當(dāng)時(shí)鐘頻率降低時(shí)，動(dòng)態(tài)范圍就減小了。
[0188] (2 )ADC的sigma-delta調(diào)制器的階數(shù)。較低階數(shù)意味著較少的噪聲整形，較高的量 化噪聲，并因此，動(dòng)態(tài)范圍減小。
[0189] (3)在Sigma-Delta ADC的情況下，饋入DAC的量化器(比較器)位的數(shù)量。
[0190]用于噪聲整形的QN傳遞函數(shù)還可以配置為在對(duì)應(yīng)于分配的RB的頻率間隔處具有 零點(diǎn)（類(lèi)似于用于分配的RB的優(yōu)化的帶通傳遞函數(shù)）。如果我們以靜態(tài)的方式在下行鏈路 0DFM信道的DC(即，零頻)附近設(shè)置sigma delta傳遞函數(shù)的零點(diǎn)，那么當(dāng)UE的資源分配接近 信道邊緣時(shí)ADC浪費(fèi)了努力。（sigma-de 1 ta傳遞函數(shù)這里還稱作為QN傳遞函數(shù)。）在這些頻 率上的整形不是最優(yōu)的。
[0191] 例如，考慮sigma-delta調(diào)制器具有η積分器，具有量化器中的B位，以及具有等于 0SR的過(guò)采樣率。在這樣的sigma-delta調(diào)制器中來(lái)自量化噪聲(QN)的SNR可以表達(dá)為：
[0192]
[0193] 例如，如果期望的解調(diào)SNR=5dB，那么在沒(méi)有阻塞信號(hào)的情況下，從（16)要求的動(dòng) 態(tài)范圍DR將是
[0194] DR = SNR+10dB+PAPR+Fading * 35dB, (17)
[0195] 其中PAPR是峰均功率比，F(xiàn)ading表示衰落裕量（向上衰落和向下衰落）。這個(gè)要求 將被例如通過(guò)〇SR =10、n = 2、B = 2來(lái)滿足。
[0196] 在最高M(jìn)CS且存在阻塞信號(hào)的情況下，要求的DR = 70dB。這個(gè)要求將被例如通過(guò) 0SR = 20、n = 3、B = 3 來(lái)滿足。
[0197] 因此，我們看到，可以通過(guò)降低對(duì)ADC動(dòng)態(tài)范圍的要求來(lái)獲得顯著的ADC功率節(jié)省。
[Ο·] 發(fā)射數(shù)據(jù)路徑和功率放大器失真
[0199] 與UE接收機(jī)中上述的數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)類(lèi)似，數(shù)字處理可以用于控制UE設(shè)備的發(fā) 射機(jī)，以動(dòng)態(tài)方式優(yōu)化消耗的功率。
[0200] 在一些實(shí)施例中，可以基于諸如上行鏈路調(diào)制方案、EVM需求和RB分配的大小和位 置之類(lèi)的一個(gè)或多個(gè)因素來(lái)動(dòng)態(tài)地調(diào)整發(fā)射機(jī)中數(shù)字預(yù)失真(Dro)電路和包絡(luò)跟蹤(ET)查 找表。（EVM是誤差矢量幅度的縮寫(xiě)。）
[0201] 如上所述的接收機(jī)，發(fā)射機(jī)的損傷(例如，IQ失配和/或依賴頻率的IQ失配、相位噪 聲等)可以基于發(fā)射波形要求的保真度來(lái)動(dòng)態(tài)地調(diào)整。
[0202]圖8示出了根據(jù)一些實(shí)施例的收發(fā)器800。收發(fā)器800可以由UE設(shè)備來(lái)使用。數(shù)字電 路802(例如，數(shù)字信號(hào)處理器、或ASIC、或可編程硬件元件或前述的任意結(jié)合)可以配置為 執(zhí)行一個(gè)或多個(gè)功能諸如：
[0203]數(shù)字基帶信號(hào)的生成；
[0204]幅度基帶信號(hào)的比例縮放和去波谷(detrough);
[0205] 數(shù)字基帶信號(hào)的預(yù)失真以補(bǔ)償將由發(fā)射機(jī)引入的損傷；以及
[0206] 幅度信號(hào)相對(duì)于相位信號(hào)的時(shí)間對(duì)準(zhǔn)。
[0207] 在一些實(shí)施例中，幅度信號(hào)和相位信號(hào)分別指在基帶信號(hào)的復(fù)數(shù)表示A(n)* exp {j*0(n)}中的幅度A(n)和相位θ(η)。
[0208] 預(yù)失真的數(shù)字基帶信號(hào)803被提供給數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)804,其將預(yù)失真的數(shù)字基 帶信號(hào)轉(zhuǎn)換成模擬信號(hào)。模擬信號(hào)由濾波器810進(jìn)行低通濾波，低通濾波的信號(hào)由上變頻單 元812進(jìn)行上變頻。上變頻的信號(hào)由濾波器814進(jìn)行帶通濾波。由濾波器814產(chǎn)生的RF信號(hào)被 提供給驅(qū)動(dòng)器816,其對(duì)信號(hào)進(jìn)行預(yù)放大。來(lái)自驅(qū)動(dòng)器的輸出信號(hào)由RF功率放大器818放大 以便產(chǎn)生輸出信號(hào)，其經(jīng)由UE設(shè)備的一個(gè)或多個(gè)天線發(fā)射。
[0209]數(shù)字電路802還可以向DAC 804提供數(shù)字包絡(luò)信號(hào)DES，其將數(shù)字包絡(luò)信號(hào)轉(zhuǎn)換為 模擬包絡(luò)信號(hào)AES。模擬包絡(luò)信號(hào)可以由濾波器806進(jìn)行低通濾波以產(chǎn)生濾波的包絡(luò)信號(hào)， 其由包絡(luò)放大器808進(jìn)行放大。包絡(luò)放大器的輸出