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      一種串行空時(shí)重疊協(xié)作通信方法

      文檔序號(hào):9813811閱讀:472來(lái)源:國(guó)知局
      一種串行空時(shí)重疊協(xié)作通信方法
      【技術(shù)領(lǐng)域】
      [0001] 本發(fā)明屬于無(wú)線通信技術(shù)領(lǐng)域,特別設(shè)及一種串行空時(shí)重疊協(xié)作通信方法。
      【背景技術(shù)】
      [0002] 無(wú)線通信技術(shù)是近些年發(fā)展最快、應(yīng)用最廣的信息技術(shù)。隨著智能手機(jī)的普及,無(wú) 線通信對(duì)社會(huì)發(fā)展的支撐作用顯得尤為重要。廣闊的應(yīng)用使得人們對(duì)無(wú)線通信系統(tǒng)提出了 更高的要求,即更高的數(shù)據(jù)傳輸速率和更安全可靠的傳輸質(zhì)量。提高頻譜效率是通信系統(tǒng) 有效性的重要指標(biāo)。當(dāng)前提高通信系統(tǒng)頻譜效率的主要技術(shù)有:
      [0003] 1.多輸入多輸出(Multiple I叩Ut and Multiple 0u1:put,MIM0)技術(shù)。它是無(wú)線 通信系統(tǒng)中的關(guān)鍵技術(shù)之一,是指在無(wú)線鏈路兩端均設(shè)置多根天線,分別同時(shí)發(fā)送和接收 信號(hào),充分利用空間資源,無(wú)需增加頻譜資源和發(fā)射功率,就可獲得空間復(fù)用增益和分集增 益,從而提高系統(tǒng)的頻譜效率,改善系統(tǒng)性能。但MIMO本身對(duì)周圍環(huán)境的要求非常高,在一 些實(shí)際場(chǎng)景中,由于自身體積、實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度與功耗等限制,MIMO技術(shù)不能充分發(fā)揮其優(yōu)勢(shì)。
      [0004] 2.協(xié)作通信(Cooperati Ve Communi cat ion)技術(shù)。它是 Sendonar is 等人提出的一 種新的空域分集技術(shù),也稱協(xié)作分集技術(shù)。其基本思想是移動(dòng)終端在通信系統(tǒng)中尋找一個(gè) 或多個(gè)協(xié)作伙伴(Partner),各用戶在傳輸自己信息的同時(shí)可W作為協(xié)作伙伴的中繼節(jié)點(diǎn) 幫助協(xié)伙伴傳輸其信息,即單天線的移動(dòng)終端在多用戶情況下通過(guò)共享信道資源,從而形 成虛擬的MIMO系統(tǒng)W獲取分集增益,提高無(wú)線通信系統(tǒng)傳輸?shù)挠行院涂煽啃浴km然協(xié)作 通信擁有MIMO技術(shù)的眾多優(yōu)點(diǎn),并且隨著協(xié)作節(jié)點(diǎn)數(shù)目的增加,頻率效率也會(huì)得到相應(yīng)的 提升,但是協(xié)作通信系統(tǒng)的性能并不隨協(xié)作節(jié)點(diǎn)數(shù)目的增加而呈線性的增長(zhǎng),而是越來(lái)越 平緩,最終將趨于某一定值。隨著協(xié)作節(jié)點(diǎn)數(shù)目的增加,整個(gè)系統(tǒng)的復(fù)雜度也會(huì)相應(yīng)增加。 因此,協(xié)作節(jié)點(diǎn)數(shù)目不宜設(shè)置過(guò)多,系統(tǒng)頻譜效率的提升受到一定的限制。
      [0005] 3.高階調(diào)制和復(fù)用技術(shù)。高階調(diào)制技術(shù)和復(fù)用技術(shù)常被用來(lái)改善通信系統(tǒng)的頻譜 效率。比如正交幅度調(diào)制(M-QAM)技術(shù)和正交頻分復(fù)用技術(shù)((FDM)"QAM調(diào)制階數(shù)越高,星座 點(diǎn)數(shù)越多,信息傳輸速率就越大,頻譜效率就會(huì)越大;0抑M技術(shù)采用最小間隔的正交子載波 實(shí)現(xiàn)信號(hào)復(fù)用,其頻譜效率在理論上比傳統(tǒng)的抑M技術(shù)至少提高一倍。但隨著QAM技術(shù)調(diào)制 階數(shù)的增加,系統(tǒng)誤碼率會(huì)上升,從而導(dǎo)致系統(tǒng)的可靠性降低,故增加調(diào)制階數(shù)來(lái)提高頻譜 效率的方法其可行性不大;且0抑M技術(shù)為適應(yīng)無(wú)線信道傳輸,需要加上循環(huán)前綴、保護(hù)頻帶 等開(kāi)銷,降低了提高頻譜效率的能力。
      [0006] 4.重疊時(shí)分復(fù)用(Overlapped Time Division Multiplexing,0VTDM)技術(shù)。重疊 時(shí)分復(fù)用將符號(hào)重疊看成是一種自然形成的編碼約束關(guān)系,重疊越嚴(yán)重編碼增益越高。通 過(guò)有意構(gòu)造符號(hào)重疊實(shí)現(xiàn)高頻譜效率,與相同頻譜效率的無(wú)符號(hào)間干擾高維調(diào)制信號(hào)相比 誤碼率具有明顯下降。

      【發(fā)明內(nèi)容】

      [0007] 本發(fā)明的目的是提供一種串行空時(shí)重疊協(xié)作通信方法,該通信方法同時(shí)利用了空 間分集優(yōu)勢(shì)和重疊編碼優(yōu)勢(shì),不但采用低階調(diào)制就可獲得高頻譜效率,且在頻譜效率相同 的條件下,本發(fā)明在低信噪比情況下比單純的高階調(diào)制技術(shù)和單純的協(xié)作通信技術(shù)具有更 低的誤碼率。
      [0008] 為達(dá)到W上目的,本發(fā)明采用W下技術(shù)方案予W實(shí)現(xiàn)。
      [0009] -種串行空時(shí)重疊協(xié)作通信方法,其特征在于,包括W下步驟:
      [0010] 步驟一,建立串行時(shí)空重疊協(xié)作通信的基本模型,在所述基本模型中設(shè)置有發(fā)送 節(jié)點(diǎn)、中繼節(jié)點(diǎn)和目的節(jié)點(diǎn);
      [0011] 步驟二,所述發(fā)送節(jié)點(diǎn)將符號(hào)序列進(jìn)行串行時(shí)域重疊編碼形成編碼符號(hào)序列后發(fā) 送;
      [0012] 步驟=,所述中繼節(jié)點(diǎn)接收所述發(fā)送節(jié)點(diǎn)發(fā)送的編碼符號(hào)序列進(jìn)行放大處理形成 放大編碼符號(hào)序列后發(fā)送;
      [0013] 步驟四,所述目的節(jié)點(diǎn)接收所述發(fā)送節(jié)點(diǎn)發(fā)送的編碼符號(hào)序列和所述中繼節(jié)點(diǎn)發(fā) 送的放大編碼符號(hào)序列,并將編碼符號(hào)序列和放大編碼符號(hào)序列進(jìn)行合并處理形成合并符 號(hào)序列后再譯碼輸出。
      [0014] 上述技術(shù)方案的特點(diǎn)和進(jìn)一步改進(jìn):
      [0015] (1)進(jìn)一步的,在步驟二中,
      [0016] 2a)、所述發(fā)送節(jié)點(diǎn)將隨機(jī)雙極性兩進(jìn)制符號(hào)序列進(jìn)行無(wú)相對(duì)移位的重疊時(shí)分復(fù) 用編碼形成無(wú)相對(duì)移位編碼符號(hào)序列,設(shè)重疊系數(shù)為Ki;
      [0017] 化)、所述發(fā)送節(jié)點(diǎn)將經(jīng)過(guò)無(wú)相對(duì)移位的重疊時(shí)分復(fù)用編碼的無(wú)相對(duì)移位編碼符 號(hào)序列相加,再進(jìn)行移位的重疊時(shí)分復(fù)用編碼形成移位編碼符號(hào)序列,重疊系數(shù)為K2;
      [0018] 2c)、所述發(fā)送節(jié)點(diǎn)將經(jīng)過(guò)移位的重疊時(shí)分復(fù)用編碼的移位編碼符號(hào)序列分別發(fā) 送到所述中繼節(jié)點(diǎn)和目的節(jié)點(diǎn)。
      [0019] (2)進(jìn)一步的,在步驟S中,
      [0020] 3a)、所述中繼節(jié)點(diǎn)接收到所述發(fā)送節(jié)點(diǎn)發(fā)送的移位編碼符號(hào)序列,并對(duì)其進(jìn)行放 大形成放大移位編碼符號(hào)序列,放大系數(shù)e為:
      [0022] 式中,hsR為發(fā)送節(jié)點(diǎn)到中繼節(jié)點(diǎn)信道的衰落系數(shù);
      [0023] (64為發(fā)送節(jié)點(diǎn)到中繼節(jié)點(diǎn)信道的噪聲方差;
      [0024] Ps和Pr分別表示發(fā)送節(jié)點(diǎn)和中繼節(jié)點(diǎn)的發(fā)射功率;
      [0025] 3b)、所述中繼節(jié)點(diǎn)將放大移位編碼符號(hào)序列發(fā)送給所述目的節(jié)點(diǎn)。
      [00%] (3)進(jìn)一步的,在步驟四中,
      [0027] 4a)、所述目的節(jié)點(diǎn)接收所述發(fā)送節(jié)點(diǎn)發(fā)送的移位編碼符號(hào)序列和所述中繼節(jié)點(diǎn) 發(fā)送的放大移位編碼符號(hào)序列;
      [0028] 4b)、在所述目的節(jié)點(diǎn)采用最大比合并方式將接收到的移位編碼符號(hào)序列和放大 移位編碼符號(hào)序列進(jìn)行合并,
      [0029] 發(fā)送節(jié)點(diǎn)到目的節(jié)點(diǎn)信道的合并系數(shù)asD為
      [0031 ]中繼節(jié)點(diǎn)到目的節(jié)點(diǎn)信道的合并系數(shù)aRD為
      [003引式中,hsR、hsD、hRD分別為發(fā)送節(jié)點(diǎn)到中繼節(jié)點(diǎn)信道的衰落系數(shù)、發(fā)送節(jié)點(diǎn)到目的節(jié) 點(diǎn)信道的衰落系數(shù)、中繼節(jié)點(diǎn)到目的節(jié)點(diǎn)信道的衰落系數(shù);
      [0034] hsR*、hsD*、hRD*分別為 hsR、hsD、hRD 的共輛值;
      [0035] (64、0備、心記分別為發(fā)送節(jié)點(diǎn)到中繼節(jié)點(diǎn)信道的噪聲方差、發(fā)送節(jié)點(diǎn)到目的 節(jié)點(diǎn)信道的噪聲方差、中繼節(jié)點(diǎn)到目的節(jié)點(diǎn)信道的噪聲方差;
      [0036] 采用最大比合并方式合并后的合并符號(hào)序列為
      [0037] Xopt ^ 々SD + 聲.。曲.月SR .月RD )',
      [0038] 4c)、在所述目的節(jié)點(diǎn)將合并符號(hào)序列采用Viterbi算法實(shí)現(xiàn)譯碼后輸出。
      [0039] 本發(fā)明的有益效果是:
      [0040] (1)在時(shí)空混合域?qū)崿F(xiàn)重疊協(xié)作通信模式,采用低階調(diào)制就可獲得比現(xiàn)有高階調(diào) 制技術(shù)更高的頻譜效率。
      [0041] (2)在與現(xiàn)有技術(shù)頻譜效率相同的條件下,本發(fā)明在低信噪比情況下使系統(tǒng)達(dá)到 更低的誤碼率,即系統(tǒng)較現(xiàn)有技術(shù)具有更高的性能增益。
      【附圖說(shuō)明】
      [0042] 圖1是本發(fā)明的串行空時(shí)重疊協(xié)作通信方法中建立的基本模型的示意圖;
      [0043] 圖2、圖3是本發(fā)明仿真結(jié)果W及和高階調(diào)制協(xié)作通信系統(tǒng)在同頻譜效率下的性能 對(duì)比圖;
      [0044] 圖中:S、發(fā)送節(jié)點(diǎn);R、中繼節(jié)點(diǎn);D、目的節(jié)點(diǎn)。
      【具體實(shí)施方式】
      [0045] 下面結(jié)合附圖和【具體實(shí)施方式】對(duì)本發(fā)明進(jìn)行詳細(xì)說(shuō)明。
      [0046] 參照?qǐng)D1,是本發(fā)明的串行空時(shí)重疊協(xié)作通信方法中建立的基本模型示意圖;本發(fā) 明的串行空時(shí)重疊協(xié)作通信方法,包括W下步驟:
      [0047] 步驟一,建立串行時(shí)空重疊協(xié)作通信的基本模型,在基本模型中設(shè)置有發(fā)送節(jié)點(diǎn) S、中繼節(jié)點(diǎn)R和目的節(jié)點(diǎn)D。
      [0048] 步驟二,發(fā)送節(jié)點(diǎn)S將符號(hào)序列進(jìn)行串行時(shí)域重疊編碼形成編碼符號(hào)序列后發(fā)送。
      [0049] 步驟二的具體步驟如下:
      [0050] 2a)、發(fā)送節(jié)點(diǎn)S將隨機(jī)雙極性兩進(jìn)制符號(hào)序列進(jìn)行無(wú)相對(duì)移位的重疊時(shí)分復(fù)用 編碼(Pure-Overla卵ed Time Division Multiplexing,P-0VTDM)形成無(wú)相對(duì)移位編碼符 號(hào)序列,設(shè)重疊系數(shù)為Ki。
      [0051] 化)、發(fā)送節(jié)點(diǎn)S將經(jīng)過(guò)無(wú)相對(duì)移位的重疊時(shí)分復(fù)用編碼的無(wú)相對(duì)移位編碼符號(hào)序 列相加,再進(jìn)行移位的重疊時(shí)分復(fù)用編碼(Shift-Overlapped Time Division Multiplexing ,S-OVTDM)形成移位編碼符號(hào)序列,重疊系數(shù)為K2。
      [0052] 2c)、發(fā)送節(jié)點(diǎn)S將經(jīng)過(guò)移位的重疊時(shí)分復(fù)用編碼的移位編碼符號(hào)序列分別發(fā)送到 所述中繼節(jié)點(diǎn)R和目的節(jié)點(diǎn)D。
      [0053] 步驟=,中繼節(jié)點(diǎn)R接收發(fā)送節(jié)點(diǎn)S發(fā)送的編碼符號(hào)序列進(jìn)行放大處理形成放大編 碼符號(hào)序列后發(fā)送。
      [0054] 步驟S的具體步驟如下:
      [0055] 3a)、中繼節(jié)點(diǎn)R接收到發(fā)送節(jié)點(diǎn)S發(fā)送的移位編碼符號(hào)序列,并對(duì)其進(jìn)行放大形成 放大移位編碼符號(hào)序列,放大系數(shù)e為:
      [0057]式中,hsR為發(fā)送節(jié)點(diǎn)S到中繼節(jié)點(diǎn)R信道的衰落系數(shù),本方法在加性高斯白噪聲 (Additive 怖ite Gaussian Noise,AWGN)信道環(huán)境下仿真;
      [0化引為發(fā)送節(jié)點(diǎn)S到中繼節(jié)點(diǎn)R信道的噪聲方差;
      [0059] P沸Pr分別表示發(fā)送節(jié)點(diǎn)S和中繼節(jié)點(diǎn)R的發(fā)射功率。
      [0060] 3b)、中繼節(jié)點(diǎn)時(shí)尋放大移位編碼符號(hào)序列
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