用于連續(xù)子載波分配的ofdma系統(tǒng)的上行頻偏估計方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001 ]本發(fā)明涉及無線通信中的 OFDMA ( Or thogona I Fr equency D i V i s i on Mul tipleAccess，正交頻分多址接入)領(lǐng)域，具體涉及一種用于連續(xù)子載波分配的OFDMA系 統(tǒng)的上行頻偏估計方法。
【背景技術(shù)】
[0002] 多用戶和一個局端之間采用高頻譜效率的OFDMA技術(shù)進行無線傳輸，采用連續(xù)子 載波分配的OFDMA技術(shù)是進行無線傳輸時常見的實現(xiàn)方式。參見圖1所示，上行多個用戶向 同一局端發(fā)送OFDM信號時，每個用戶的數(shù)據(jù)經(jīng)過發(fā)送幀產(chǎn)生器、DAC(Digital to analog converter，數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器)和射頻發(fā)生器發(fā)送至信道，同1信道將所有用戶的OFDM信號發(fā) 送至局端的射頻接收器、并經(jīng)ADC(Analog-to_Digital Converter，模數(shù)變換器)轉(zhuǎn)換后通 過數(shù)字信號處理模塊處理。
[0003] 但是，由于多個用戶的用戶端和局端會出現(xiàn)射頻天線頻率不同步（即存在頻偏）的 情形，因此會導(dǎo)致符號間串擾和載波間干擾。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0004] 針對現(xiàn)有技術(shù)中存在的缺陷，本發(fā)明解決的技術(shù)問題為:精確計算用戶端的頻偏 估計信號、以及局端和用戶端的頻偏量，避免多個用戶端和同一局端出現(xiàn)射頻天線頻率不 同步的情形。本發(fā)明使用時不易出現(xiàn)符號間串擾和載波間干擾，不僅比較可靠，而且計算復(fù) 雜度較低。
[0005] 為達到以上目的，本發(fā)明提供的用于連續(xù)子載波分配的OFDMA系統(tǒng)的上行頻偏估 計方法，包括以下步驟：
[0006] SI:計算用戶的頻偏估計信號，用戶將頻偏估計信號通過上行通道發(fā)送至局端，轉(zhuǎn) 至 IJS2;
[0007] S2:局端根據(jù)頻偏估計算法計算局端和用戶端的頻偏量，轉(zhuǎn)到S3;
[0008] S3:局端通過下行通道將頻偏量發(fā)送至用戶端，轉(zhuǎn)到S4;
[0009] S4:用戶端根據(jù)收到的頻偏量作預(yù)頻偏處理。
[0010]在上述技術(shù)方案的基礎(chǔ)上，Si中所述計算用戶的頻偏估計信號時，定義當前用戶 為第k個用戶，該用戶所分配的子載波頻帶的中心頻點為fk，該用戶的子載波個數(shù)為Nk，N為 局端接收機收到的總子載波個數(shù)；
[0011]在此基礎(chǔ)上，用戶的頻偏估計信號包括粗頻偏估計信號和精頻偏估計信號，粗頻 偏估計信號的計算方法為：
[0012] SlOla:產(chǎn)生長度為Lo的偽隨機PN序列Sl，Lo為正整數(shù);將81經(jīng)過BPSK調(diào)制，得到取 值為±1的信號s2,轉(zhuǎn)到SlOlb;
[0013] SlOlb:將信號幻經(jīng)過1^倍頻譜壓縮，LA正整數(shù)，得到長度為LoL^信號S3;將信號 S3經(jīng)過移頻，得到中心頻點為fk的信號<，轉(zhuǎn)到SlOlc;
[0014] SlOlc:產(chǎn)生長度為M的PN序列1 = [101廣.1(?-1]，1為正整數(shù)；將1 = [1()1廣.1(?-1]經(jīng)過 BPSK調(diào)制得到取值為± 1的相位符號p = [Po，pi，P2，…，pm-1 ]，轉(zhuǎn)到S101d;
[0015] SlO Id :將信號<5^分另Ij乘以相位符號口中的各相位因子后，組成長度為LoLiM的信號
gk即為第k個用戶的粗頻偏估計信號；
[0016] 所述精頻偏估計信號的計算方法為：
[0017] S102a:產(chǎn)生3組長度為Nk/2的PN序列 ：經(jīng)過BPSK 調(diào)制，得到取值為±1的信號；^g ;計算本地序列f Λ · ，轉(zhuǎn)到S102b;
[0018] S102b:定義信號
分別對flf和為f做Nk/2 點的快速傅里葉變換，得到信號Ak和Bk;將信號Ak和Bk經(jīng)過填零得到長度為N k的信號C1^PDk,
[0019] S102c:將信號Ck和Dk放置在第k個用戶分配的Nk個子載波上，其它子載波位置填0， 得到長度為N的信號E k和Fk;分別對信號Ek和F1IS點數(shù)為N的快速傅里葉逆變換，得到信號e k 和fk;第k個用戶的精頻偏估計信號為長度為2N點的信號hk=[ek，f k];
[0020] 根據(jù)SlOld中的g$PS102C中的hk，得到所述用戶的頻偏估計信號sk=[g k，hk]。
[0021] 在上述技術(shù)方案的基礎(chǔ)上，S2具體包括以下步驟：
[0022] S201:將局端接收機的接收信號進行幀同步，取出長度為L0UM+2N的接收頻偏估計
，.其中arg( ·)表示計算復(fù)數(shù)弧 度的運算，轉(zhuǎn)到S202;
[0023] S202:將6f等分為M段，即 的長度為LoL1J^
分別乘以SlOlc所述相位符號p中的各相位因 子，得到信號
轉(zhuǎn)到S203;
[0024] S203:粗頻偏估計：取信號

[0025] S204:將信號.rf進行Nd〇wn, k = 2N/Nk的下米樣，down代表下米樣，即每隔Ndmm, k取一 個采樣點，得到長度為Nk的信號
將rfmi ￥點乘S102a中所述本地序列Qk，得到信號 到S205;
[0026] S205:計算信號的相位好：
[0028] 將信號if進行粗頻偏校準得到信號
轉(zhuǎn)到S206;
[0029] S 2 0 6 :取信號
，取信號
[0030] 根據(jù)S203中的和S206中的Δ#，得到所述局端和用戶端的頻偏量A0k，
[0031] 在上述技術(shù)方案的基礎(chǔ)上，S4具體包括以下步驟：第k個用戶向局端發(fā)送信號
其中tk為第k個用戶的初始發(fā)送信號，e為自然常 數(shù)，j為復(fù)數(shù)，A Gk為頻偏量，Sk為頻偏估計信號，個用戶的初始發(fā)送信號中的數(shù)據(jù) 信號。
[0032] 在上述技術(shù)方案的基礎(chǔ)上，S201中所述將局端接收機的接收信號進行幀同步的流 程為:將局端接收機的接收信號由中心頻點f k移頻至基帶、并經(jīng)過通帶帶寬為Nk/N的低通濾 波器;對經(jīng)過低通濾波器的信號進行幀同步。
[0033] 在上述技術(shù)方案的基礎(chǔ)上，SlOlb中所述將信號S2經(jīng)過L1倍頻譜壓縮的流程為:在 時域上對每個信號S 2的樣點重復(fù)L1遍。
[0034] 在上述技術(shù)方案的基礎(chǔ)上，SlOlc之后還包括以下步驟:將相位符號p存儲于局端 接收機。
[0035]在上述技術(shù)方案的基礎(chǔ)上，S102a之后還包括以下步驟:將qk儲存于局端接收機。
[0036] 與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的優(yōu)點在于：
[0037] 采用本發(fā)明的用戶將頻偏估計信號通過上行通道發(fā)送至局端時，每個用戶發(fā)送的 幀同步頭信號都具有頻域帶通特性，各個用戶的幀同步互不干擾，進而能夠準確地計算出 各個用戶的頻偏估計信號。計算用戶的頻偏估計信號時，將頻偏估計信號分為粗頻偏估計 信號和精頻偏估計信號，局端通過粗頻偏估計信號和精頻偏估計信號，能夠準確的計算局 端和用戶端的頻偏量。
[0038] 有鑒于此，用戶端根據(jù)上述頻偏量作預(yù)頻偏處理時，能夠避免多個用戶端和同一 局端出現(xiàn)射頻天線頻率不同步（即存在頻偏)的情形，進而不易出現(xiàn)符號間串擾和載波間干 擾，不僅比較可靠，而且計算復(fù)雜度較低，計算效率較高。
【附圖說明】
[0039] 圖1為現(xiàn)有技術(shù)中多個用戶向同一局端發(fā)送OFDM信號時，用于連續(xù)子載波分配的 OFDM系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖。
【具體實施方式】
[0040] 以下結(jié)合實施例對本發(fā)明作進一步詳細說明。
[0041 ]本發(fā)明實施例中的用于連續(xù)子載波分配的OFDMA系統(tǒng)的上行頻偏估計方法，包括 以下步驟：
[0042] SI:計算用戶的頻偏估計信號，用戶將頻偏估計信號通過上行通道發(fā)送至局端，轉(zhuǎn) 至 IJS2。
[0043] S2:局端根據(jù)頻偏估計算法計算局端和用戶端的頻偏量，轉(zhuǎn)到S3。
[0044] S3:局端通過下行通道將頻偏量發(fā)送至用戶端，轉(zhuǎn)到S4。
[0045] S4:用戶端根據(jù)收到的頻偏量作預(yù)頻偏處理。
[0046] Sl中計算用戶的頻偏估計信號時，定義當前用戶為第k個用戶，該用戶所分配的子 載波頻帶的中心頻點為fk，該用戶的子載波個數(shù)為Nk，N為局端接收機收到的總子載波個數(shù)； 在此基礎(chǔ)上，頻偏估計信號包括粗頻偏估計信號和精頻偏估計信號，粗頻偏估計信號的計 算方法為：
[0047] SlOla:產(chǎn)生長度為Lo(Lt)為正整數(shù)）的PN(偽隨機）序列S1，將S1經(jīng)過BPSK(Binary Phase ShiftKeying，二相移鍵控)調(diào)制，得到取值為± 1的信號S2，轉(zhuǎn)到SlOlb。
[0048] SlOlb:將信號S2經(jīng)過1^(1^為正整數(shù))倍頻譜壓縮（即時域上對每個信號82的樣點 重復(fù)1^遍），得到長度為LoL^信號S3;將信號S3經(jīng)過移頻，得到中心頻點為仇的信號<，:轉(zhuǎn) 到SlOlc。
[0049] SlOlc:產(chǎn)生長度為M(M為正整數(shù)）的PN序列l(wèi) = [lolr"lM-1]，將l = [loli…1m-1]經(jīng) 過BPSK調(diào)制得到取值為±1的相位符號P= [Po,pi,P2,…，pm-i]