的伯努利隨機(jī)過程和零均值高斯過程 的乘積，其主要參數(shù)有:是突發(fā)噪聲的發(fā)生概率P，加性高斯白噪聲的方差好^，W及突發(fā)噪 聲的方差口f。
[0040] 在BernoulIi-Gaussian噪聲模型下，發(fā)送的數(shù)據(jù)受到概率為P、功率為〇V +.口^的 噪聲的干擾，否則只受到方差為!前高斯白噪聲干擾，因此其概率密度函數(shù)表示為：
[0042] MATLAB仿真時(shí)域序列如圖3所示。
[0043] Middleton是一種非高斯的窄帶噪聲模型，其主要參數(shù)為高斯白噪聲、脈沖噪 聲，其概率密度函數(shù)表示為：
[0045]其中，
[0047] A類噪聲的概率密度函數(shù)來源于影響接收機(jī)的脈沖數(shù)量服從泊松分布的假設(shè)，參 數(shù)A和r控制著噪聲的脈沖情況。A為脈沖指數(shù)，表示在一個(gè)符號(hào)持續(xù)時(shí)間影響接收機(jī)正常 解調(diào)的脈沖的平均數(shù)量，r為脈沖噪聲和高斯噪聲的功率之比；當(dāng)A<1時(shí)，噪聲的脈沖性變 得更強(qiáng)，A〉i時(shí)，噪聲的分布接近高斯分布；當(dāng)r<i時(shí)，脈沖表現(xiàn)強(qiáng)烈，r〉i時(shí)，高斯特征更為 明顯;其仿真時(shí)域序列如圖4所示。
[004引時(shí)域非線性處理模塊采用置零(Blanking)的方法，超過特定口限值T的脈沖噪聲 直接對(duì)該時(shí)刻點(diǎn)進(jìn)行清零處理：
[0050]其中，N為子載波數(shù)，T為口限值、其選取大小有兩種方法:第一，通過仿真獲取，我 們知道，當(dāng)口限值取得過高，可能會(huì)使很多脈沖噪聲檢測(cè)不到，漏檢概率就會(huì)增加，當(dāng)口限 值取得過低，可能會(huì)把發(fā)送的信號(hào)數(shù)據(jù)當(dāng)成脈沖噪聲來處理，運(yùn)樣會(huì)造成虛警概率增加;在 大量數(shù)據(jù)的仿真結(jié)果下，一定存在一個(gè)最優(yōu)口限值使在該點(diǎn)的口限值下，虛警概率和漏檢 概率達(dá)到最優(yōu)，此時(shí)系統(tǒng)的符號(hào)誤碼率最低;如圖5所示為仿真不同的SINR(即信干噪比，信 號(hào)的功率除W脈沖噪聲與背景噪聲功率之和）下，口限值與誤碼率的關(guān)系曲線(采用16QAM 的調(diào)制方式），從圖中可W看出最佳口限值的位置出現(xiàn)在T = 3.1左右。第二，通過理論推導(dǎo) 獲得，Blanking處理中輸出最大信噪比公式：
[0055] 通過上式不難繪制不同口限值T下輸出SNR與SIR(即信干比，信號(hào)功率同脈沖噪聲 功率之比）的曲線，如圖6所示，從圖中可W看出，不同功率的脈沖噪聲下，T = 3.1是輸出高 SNR的一個(gè)折中值。
[0056] FFT和IFFT模塊是也是OFDM系統(tǒng)中最基本的模塊，F(xiàn)FT是實(shí)現(xiàn)DFT(離散傅里葉變 化)的一種快速算法，DFT和IDFT的變換公式如下：
[0059] 硬判決也是一個(gè)非線性處理的過程，該模塊是基于OFDM系統(tǒng)的星座映射的；硬判 決器，能幫助系統(tǒng)補(bǔ)償時(shí)域非線性處理時(shí)引入的負(fù)噪聲，本實(shí)施例中16QAM的硬判決過程如 圖7所示。
[0060] 經(jīng)過FFT、硬判決、IFFT等過程后時(shí)域非線性處理引入的負(fù)脈沖噪聲功率已經(jīng)平分 到每個(gè)子載波中去了，與y(k)相減便可得到脈沖噪聲和背景噪聲的估計(jì)值；因?yàn)樨?fù)噪聲是 時(shí)域非線性預(yù)處理引入的，所W負(fù)噪聲的功率不會(huì)很大，進(jìn)行FFT變換后，負(fù)脈沖噪聲的功 率平分到了每個(gè)子載波根據(jù)OFDM天生抗低功率脈沖噪聲特性，進(jìn)行硬判決的過程不會(huì)造成 大的符號(hào)判決錯(cuò)誤；負(fù)脈沖噪聲的存在只是稍微抬高了y'化)的噪聲平面，y化)和y'化)相 減實(shí)則抽取了 y化)中的有用數(shù)據(jù)成分，運(yùn)在理論上說明了估計(jì)n'化)的可行性。
[0061] 脈沖噪聲估計(jì)器的輸入信號(hào)n'化)是做完非線性預(yù)處理完的信號(hào)y化)減去硬判決 反饋信號(hào)y'化)的結(jié)果，y'化)實(shí)際估計(jì)的是時(shí)域非線性預(yù)處理引入的負(fù)脈沖噪聲和背景噪 聲。由于負(fù)脈沖噪聲能量比背景噪聲能量高十幾地W上，在背景噪聲中能比較容易的進(jìn)行 負(fù)脈沖噪聲的檢測(cè)，求出n'化)信號(hào)的平均功率為S，
[0063]只需設(shè)定脈沖噪聲估計(jì)口限值C，則負(fù)脈沖噪聲的估計(jì)為：
[0065] 最后在時(shí)域端消除負(fù)脈沖噪聲：
[0066] z'(k)=y(k)-i'(k),k = 0,... ,N~1
[0067] 脈沖噪聲在聯(lián)合抑制中的消除過程如圖8所示。
[0068] 下面將構(gòu)建OFDM仿真平臺(tái)，子載波數(shù)N=4096，16QAM調(diào)制方式，非線性預(yù)處理置零 n限T = 3.1，脈沖噪聲估計(jì)口限值C = 4.5,信號(hào)分I、Q兩路傳輸，最后給出仿真結(jié)果。
[0069] 脈沖噪聲的聯(lián)合抑制方法具體步驟如下：
[0070] 步驟1、將待處理信號(hào)Z化)進(jìn)行置零非線性預(yù)處理，大于口限值T的采樣點(diǎn)進(jìn)行清 零，低于口限值的采樣點(diǎn)不予處理，得到y(tǒng)化)信號(hào)；
[0071] 步驟2、將經(jīng)過時(shí)域非線性預(yù)處理的y化)信號(hào)進(jìn)行FFT變換到頻域，得到頻域信號(hào)Y 化)；
[0072] 步驟3、在頻域進(jìn)行硬判決處理，得到信號(hào)Z'化）；
[0073] 步驟4、將硬判決后的信號(hào)進(jìn)行IFFT變換得到時(shí)域信號(hào)y'化）；
[0074] 步驟5、用步驟1得到信號(hào)y化)減去步驟4得到y(tǒng)'化)信號(hào)得到n'化）；
[0075] 步驟6、利用信號(hào)n'化)計(jì)算得到負(fù)脈沖噪聲估計(jì)i '化）；
[0076] 步驟7、用步驟1得到y(tǒng)化)減去步驟6得到負(fù)脈沖噪聲估計(jì)i'化)信號(hào)得到最終脈沖 噪聲聯(lián)合抑制后信號(hào)Z '化)。
[0077] 如圖9至圖11為本發(fā)明在Bernoul Ii-Gaussion噪聲模型下的仿真性能，如圖12、圖 13所示為Middleton噪聲模型下的仿真性能。通過對(duì)不同的背景噪聲功率、不同的脈沖噪聲 功率W及兩種噪聲模型進(jìn)行了一系列的仿真，仿真結(jié)果顯示，時(shí)域Blanking非線性處理結(jié) 合硬判決反饋再處理的方法具有優(yōu)越的抑制性能，特別是對(duì)不同功率的脈沖噪聲的抑制性 能相當(dāng)出色，非常接近于理論曲線。
[0078] W上所述，僅為本發(fā)明的【具體實(shí)施方式】，本說明書中所公開的任一特征，除非特別 敘述，均可被其他等效或具有類似目的的替代特征加 W替換;所公開的所有特征、或所有方 法或過程中的步驟，除了互相排斥的特征和/或步驟W外，均可W任何方式組合。
【主權(quán)項(xiàng)】
1. 一種多載波通信系統(tǒng)中脈沖噪聲的聯(lián)合抑制方法，包括以下步驟： 步驟1、對(duì)待處理信號(hào)Z(k)進(jìn)行時(shí)域非線性預(yù)處理，得到y(tǒng)(k)信號(hào)； 步驟2、將經(jīng)過時(shí)域非線性預(yù)處理的y(k)信號(hào)進(jìn)行FFT變換到頻域，得到頻域信號(hào)Y(k); 步驟3、在頻域進(jìn)行硬判決處理，得到信號(hào)Z '（k); 步驟4、將硬判決后的信號(hào)Z '（k)進(jìn)行IFFT變換得到時(shí)域信號(hào)y '（k); 步驟5、用步驟1得到信號(hào)y(k)減去步驟4得到y(tǒng)'（k)信號(hào)得到n'（k); 步驟6、利用信號(hào)n'（k)計(jì)算得到負(fù)脈沖噪聲估計(jì)i '（k); 步驟7、用步驟1得到y(tǒng)(k)減去步驟6得到負(fù)脈沖噪聲估計(jì)i'（k)信號(hào)，得到脈沖噪聲聯(lián) 合抑制后信號(hào)z'（k)。2. 按權(quán)利要求1所述多載波通信系統(tǒng)中脈沖噪聲的聯(lián)合抑制方法，其特征在于，所述步 驟1中時(shí)域非線性預(yù)處理采用置零的方法。3. 按權(quán)利要求1所述多載波通信系統(tǒng)中脈沖噪聲的聯(lián)合抑制方法，其特征在于，所述步 驟6的具體步驟為：首先，計(jì)算信號(hào)η '（k)的平均-其次，則負(fù)脈沖曝聲估計(jì)為： ，C為脈沖噪聲估計(jì)門限值 ?
【專利摘要】本發(fā)明屬于無線通信領(lǐng)域，涉及一種多載波通信系統(tǒng)中脈沖噪聲的聯(lián)合抑制方法，首先對(duì)待處理信號(hào)z(k)進(jìn)行時(shí)域非線性預(yù)處理，得到y(tǒng)(k)信號(hào)；將y(k)信號(hào)進(jìn)行FFT變換到頻域，得到頻域信號(hào)Y(k)；再在頻域進(jìn)行硬判決處理，將硬判決后的信號(hào)Zˊ(k)進(jìn)行IFFT變換得到時(shí)域信號(hào)yˊ(k)；然后用信號(hào)y(k)減去yˊ(k)信號(hào)得到nˊ(k)，并利用信號(hào)nˊ(k)計(jì)算得到負(fù)脈沖噪聲估計(jì)iˊ(k)；最后用y(k)減去負(fù)脈沖噪聲估計(jì)iˊ(k)信號(hào)。本發(fā)明將時(shí)域的非線性處理和頻域反饋噪聲估計(jì)方法相結(jié)合得到聯(lián)合抑制方法；并且在Bernoulli-Gaussian和Middleton？A類兩種典型的脈沖噪聲模型下通過了仿真驗(yàn)證，結(jié)果顯示，該方法能夠很大程度的降低符號(hào)誤碼率，并在高脈沖噪聲功率的條件下，達(dá)到速度更快、準(zhǔn)確度更高的抑制。
【IPC分類】H04B1/719, H04L27/26, H04L25/02, H04B1/12
【公開號(hào)】CN105635021
【申請(qǐng)?zhí)枴緾N201511005680
【發(fā)明人】劉光輝, 朱明 , 廖亞, 顧宇斌
【申請(qǐng)人】電子科技大學(xué)
【公開日】2016年6月1日
【申請(qǐng)日】2015年12月28日