抑制h橋級(jí)聯(lián)逆變器漏電流的調(diào)制方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明涉及一種單相H橋級(jí)聯(lián)逆變器的調(diào)制方法，尤其是能夠抑制非隔離型H橋級(jí) 聯(lián)并網(wǎng)光伏逆變器漏電流的調(diào)制方法;其適用于光伏并網(wǎng)發(fā)電領(lǐng)域。
【背景技術(shù)】
[0002] 為保證使用安全，VDE 4105標(biāo)準(zhǔn)對(duì)光伏(Ph〇t〇V〇ltaic，PV)并網(wǎng)系統(tǒng)共模電流(漏 電流)有嚴(yán)格限制。采用網(wǎng)側(cè)工頻隔離變壓器可實(shí)現(xiàn)PV和電網(wǎng)的電氣隔離、抑制漏電流，但 是，工頻變壓器體積大、重量重、成本高、系統(tǒng)效率低。若采用高頻變壓器實(shí)現(xiàn)PV和電網(wǎng)的電 氣隔離，可降低系統(tǒng)體積、重量和成本，但功率變換被分成數(shù)級(jí)，且系統(tǒng)效率并沒有明顯改 善。而并網(wǎng)逆變器的變換效率與光伏發(fā)電系統(tǒng)的發(fā)電效率密切相關(guān)。因此，效率高、體積小、 重量輕和成本低的非隔離光伏并網(wǎng)逆變器有明顯優(yōu)勢。但省去變壓器使得光伏電池板和電 網(wǎng)之間有了電氣連接，可能會(huì)使漏電流大幅增加，并帶來傳導(dǎo)和輻射干擾，增加并網(wǎng)電流諧 波以及損耗，甚至危及設(shè)備和人員安全。故抑制非隔離光伏并網(wǎng)逆變器的漏電流成為了研 究熱點(diǎn)之一。
[0003] 目前已有非隔離型單相光伏并網(wǎng)逆變器成功應(yīng)用于商業(yè)途徑，如SMA公司的Sunny Mini Central系列光伏逆變器。但這些結(jié)構(gòu)都是基于單H橋的改進(jìn)型拓?fù)?，主要適用于小功 率場合。而下一代光伏逆變器需要達(dá)到更高的功率等級(jí)和效率，因此多電平逆變器成為了 主要研究對(duì)象。級(jí)聯(lián)H橋多電平逆變器具有模塊化易拓展、成本低及輸出電壓質(zhì)量高的特 點(diǎn)，并且其直流側(cè)可由光伏電池板獨(dú)立供電，使其獨(dú)立最大功率點(diǎn)跟蹤(MPPT)控制成為可 能，因而級(jí)聯(lián)H橋結(jié)構(gòu)成為了最具前景的光伏逆變器結(jié)構(gòu)。同時(shí)，級(jí)聯(lián)H橋并網(wǎng)光伏逆變器的 漏電流也成為了其應(yīng)用中的一個(gè)重要問題。
[0004] 目前關(guān)于級(jí)聯(lián)H橋并網(wǎng)光伏逆變器的漏電流抑制已有一些成果，如題為"Analysis and suppression of leakage current in cascaded-multilevel-inverter based PV systems/iY. Zhou and H.Li,((IEEE Trans.Power Electron.)), 2014 ? 29( 10) ? 5265-5277 ("級(jí)聯(lián)多電平光伏逆變器漏電流分析與抑制"，《IEEE學(xué)報(bào)-電力電子期刊》，2014年第29卷 第10期5265-5277頁）的文章；該文提出兩種漏電流硬件抑制方案，是在直流側(cè)和交流側(cè)分 別采用不同的無源濾波器，但該方案存在以下不足：
[0005] 1)無源濾波器主要由電感及電容組成，應(yīng)用在電路中會(huì)大大增加逆變器的體積、 重量及成本，同時(shí)降低逆變器的電能轉(zhuǎn)換效率；
[0006] 2)漏電流諧波范圍較廣，且受環(huán)境因素影響，使濾波器參數(shù)設(shè)計(jì)過程較為復(fù)雜；
[0007] 3)級(jí)聯(lián)H橋逆變器實(shí)際工作頻率較低，其漏電流的主要諧波頻率也較低，導(dǎo)致濾波 器的漏電流抑制效果并不理想。
[0008] 題為"Hybrid Multicarrier Modulation to Reduce Leakage Current in a Transformerless Cascaded Multilevel Inverter for Photovoltaic Systems'，， Rajasekar Selvamuthukumaran，Abhishek Garg，and Rajesh Gupta，〈〈IEEE Transactions on Power Electron》，2015,30(4) ,1779-1783( "減小非隔離型光伏逆變器漏電流的混合調(diào) 制策略"，《IEEE學(xué)報(bào)-電力電子期刊》，2015年第30卷第4期1779-1783頁）的文章；該文提出 了一種基于兩個(gè)載波實(shí)現(xiàn)的兩H橋級(jí)聯(lián)逆變器的調(diào)制策略，該方法的不足如下：
[0009] 1)該調(diào)制方法不能抑制流入電網(wǎng)的漏電流，無法改善并網(wǎng)電流質(zhì)量；
[0010] 2)該方法使用了兩個(gè)同相的層疊載波，但每隔半個(gè)工頻周期載波需要移相180°， 這無疑增加了硬件實(shí)現(xiàn)難度。
[0011] 3)該調(diào)制方法只適用于兩模塊級(jí)聯(lián)逆變器，不具有通用性。
[0012] 由此可見，現(xiàn)有技術(shù)并不能在不增加額外成本及不影響并網(wǎng)電流質(zhì)量下，較好的 解決橋級(jí)聯(lián)H橋逆變器的漏電流問題。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0013] 本發(fā)明要解決的技術(shù)問題為克服現(xiàn)有技術(shù)中存在的問題，提出一種不需要額外的 硬件，能夠消除流入電網(wǎng)的漏電流，并抑制單模塊漏電流，且實(shí)現(xiàn)方式簡單易行的抑制H橋 級(jí)聯(lián)逆變器漏電流的調(diào)制方法。
[0014] 為了完成本發(fā)明的目的，本發(fā)明提出了一種抑制H橋級(jí)聯(lián)逆變器漏電流的調(diào)制方 法，包括電平合成方式;本調(diào)制方法的主要步驟如下：
[0015] 步驟1，設(shè)H橋級(jí)聯(lián)逆變器由η個(gè)H橋模塊組成，每個(gè)H橋模塊直流電壓相同，并記為 Vdc，將每個(gè)H橋模塊的開關(guān)狀態(tài)由開關(guān)函數(shù)Sal和Sbl表示，
[0016] 其中，
[0017] n = 2k，k為大于1的整數(shù)；
[0018] Sal為模塊i中橋臂a的開關(guān)函數(shù)，Sbl為模塊i中橋臂b的開關(guān)函數(shù)，且滿足： 0 0 Jl上管導(dǎo)通，下管關(guān)斷 u
[0019] Sll-< ? / - K2,,/; 當(dāng)6? 1〇上管關(guān)斷，下管導(dǎo)通
[0020] 步驟2,根據(jù)步驟1所述的H橋級(jí)聯(lián)逆變器，將模塊i與模塊(η-i+l)組成模組i，定義 模組1至模組(k-Ι)為工頻模組，模組n/2為高頻模組；同時(shí)模組i的開關(guān)狀態(tài)由一組開關(guān)函 ( Sai, Sbi, Sa(n-i+l), Sb(n-i+l))表/J、;
[0021] 步驟3，根據(jù)步驟2的模塊分組方法，工頻模組只輸出-2Vdc、0和2Vdc三種電平；高 頻模組輸出-2Vdc、-Vdc、0、Vdc和2Vdc五種電平；
[0022]步驟4，根據(jù)步驟3所述的各模組工作方式，為使逆變器輸出（2n+l)種電平，工頻模 組的開關(guān)組合方式如下：
[0023] 對(duì)于工頻模組i，如果-2*i < (n*VrefH2*i時(shí)，工頻模組i輸出零電平；如果(η* Vref )>2*i時(shí)，工頻模組i輸出2Vdc;如果(n*Vref )〈-2*i時(shí)，工頻模組i輸出-2Vdc;
[0024] 同時(shí)如果-2 < (n*Vref) < 2時(shí)，則 Vr = n*Vref;如果 2*i〈（n*Vref) < (2*i+2) (i = 1、2…k-1)時(shí)，則Vr=(n*Vref-2i);如果（_2*i_2H (n*Vref)〈（-2*i)(i = l、2."k-l)時(shí)，則 Vr= (n*Vref+2i+2)；
[0025] 其中，Vref為原始調(diào)制波，并滿足-I < Vref < I ;Vr為修正后的調(diào)制波；
[0026] 步驟5，根據(jù)步驟3所述的各模組工作方式，為使逆變器輸出（2n+l)種電平，高頻模 組的開關(guān)組合方式如下：
[0027] 如果0 < VKVcl且Vref 2 0時(shí)，高頻模組輸出零電平；
[0028] 如果Vcl < Vr〈Vc2且Vref 2 0時(shí)，高頻模組輸出Vdc;
[0029] 如果Vr 2 Vc2且Vref 2 0時(shí)，高頻模組輸出2Vdc;
[0030] 如果Vr 2 Vc2且Vref〈0時(shí)，高頻模組輸出零電平；
[0031] 如果Vcl <Vr〈Vc2且VrefXO時(shí)，高頻模組輸出-Vdc;
[0032] 如果VKVcl且Vref〈0時(shí)，高頻模組輸出_2Vdc;
[0033] 其中，Vcl、Vc2為兩個(gè)層疊載波三角載波，且22 Vc22 12 Vcl 2 0;
[0034] 優(yōu)選地，步驟3中所述工頻模組的工作方式為：
[0035]由開關(guān)狀態(tài)1010產(chǎn)生2Vdc電平，開關(guān)狀態(tài)0101產(chǎn)生-2Vdc電平，在調(diào)制波正半周期 由開關(guān)狀態(tài)1100產(chǎn)生〇電平，而在調(diào)制波負(fù)半周期由開關(guān)狀態(tài)0011產(chǎn)生〇電平。
[0036]優(yōu)選地，步驟3中所述高頻模組的工作方式為：
[0037] 由開關(guān)狀態(tài)1010產(chǎn)生2Vdc電平，開關(guān)狀態(tài)1000或1110產(chǎn)生Vdc電平，開關(guān)狀態(tài)1100 或0011產(chǎn)生0電平，開關(guān)狀態(tài)0001或0111產(chǎn)生-Vdc電平，開關(guān)狀態(tài)0101產(chǎn)生-2Vdc電平。
[0038]優(yōu)選地，步驟5中所述高頻模組的開關(guān)組合方式為按照開關(guān)動(dòng)作次數(shù)最少的要求 選擇開關(guān)狀態(tài)以輸出所需電平。
[0039]優(yōu)選地，步驟5中所述層疊三角載波為兩個(gè)同相位的層疊三角載波。
[0040]優(yōu)選地，步驟5中所述層疊三角載波為兩個(gè)反相位的層疊三角載波。
[0041] 相對(duì)于現(xiàn)有技術(shù)，本發(fā)明的有益效果如下：
[0042] 1、不需要額外的硬件，不會(huì)增加逆變器的體積、重量和成本，同時(shí)不會(huì)降低逆變器 的電能轉(zhuǎn)換效率。
[0043] 2、能夠消除流入電網(wǎng)的漏電流，改善電網(wǎng)電流質(zhì)量;同時(shí)能夠抑制單模塊漏電流， 降低系統(tǒng)損耗及電磁干擾。
[0044] 3、工頻模組工作頻率較低，減少了逆變器的開關(guān)損耗。
[0045] 4、適用于任意偶數(shù)個(gè)H橋級(jí)聯(lián)逆變器。
【附圖說明】
[0046]圖1是單相H橋級(jí)聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器原理圖。
[0047]圖2是模塊分組方式示意圖。
[0048]圖3是工頻模組工作原理圖。
[0049] 圖4是高頻模組采用同相載波的工作原理圖。
[0050] 圖5是高頻模組采用反相載波的工作原理圖。
【具體實(shí)施方式】
[0051] 為了使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案及優(yōu)點(diǎn)更加清楚明白，以下結(jié)合附圖及實(shí)施例，對(duì) 本發(fā)明作進(jìn)一步詳細(xì)地說明。
[0052] 本發(fā)明公開的抑制H橋級(jí)聯(lián)逆變器漏電流的調(diào)制方法應(yīng)用于單相非隔離H橋級(jí)聯(lián) 光伏并網(wǎng)系統(tǒng)，系統(tǒng)原理圖如圖1所示。圖1中，每個(gè)模塊均為H橋結(jié)構(gòu)，含有兩個(gè)輸出p橋臂， 其中橋臂a連接到上一級(jí)模塊或與電感Li連接，橋臂b連接到下一級(jí)模塊或與電感L2連接。所 有模塊的交流側(cè)串聯(lián)輸出，經(jīng)兩個(gè)濾波電感LjPL 2連接到電網(wǎng)Eg。每個(gè)模塊直流側(cè)由光伏電 池板供電，直流電壓為Vdc。Cpvi是模塊i的光伏板寄生電容。
[0053] 每個(gè)模塊的開關(guān)狀態(tài)由開關(guān)函數(shù)Sal和Sbl表示，其中，
[0054] Sal為模塊i中橋臂a的開關(guān)函數(shù)，Sbl為模塊i中橋臂b的開關(guān)函數(shù)，且滿足： 0 0 fl上管導(dǎo)通，下管關(guān)斷 μ
[0055] ^知=1〇 ±管關(guān)斷，下管導(dǎo)通' / = u"/?
[0056] 對(duì)于圖1所示單相H橋級(jí)聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器，本發(fā)明公開的抑制H橋級(jí)聯(lián)逆變器漏 電流的調(diào)制方法的基本步驟如下：
[0057] 參見圖1、圖2、圖3、圖4和圖5。
[0058]步驟1，設(shè)H橋級(jí)聯(lián)逆變器由η個(gè)H橋模塊組成，每個(gè)H橋模塊直流電壓相同，并記為 Vdc，將每個(gè)H橋模塊的開關(guān)狀態(tài)由開關(guān)函數(shù)Sal和Sbl表示，
[0059]其中，
[0060] n = 2k，k為大于1的整數(shù)；
[0061] Sal為模塊i中橋臂a的開關(guān)函數(shù)，Sbl為模塊i中橋臂b的開關(guān)函數(shù)，且滿足： c v [1上管導(dǎo)通,下管關(guān)斷
[0062] ωΡ ~ I I Λ-Λ- Hfr- -.ΑΛ- C=I ^ = 上管關(guān)斷，下管導(dǎo)通
[0063] 步驟2,根據(jù)步驟1所述的H橋級(jí)聯(lián)逆變器，將模塊i與模塊(η-i+l)組成模組i，定義 模組1至模組(k-Ι)為工頻模組，模組n/2為高頻模組；同時(shí)模組i的開關(guān)狀態(tài)由一組開關(guān)函 ( Sai, Sbi, Sa(n-i+l), Sb(n-i+l))表/J、;
[0064] 步