一種寬負(fù)載范圍的功率因數(shù)校正變換器的制造方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明涉及電力電子變換器技術(shù)領(lǐng)域，尤其是一種寬負(fù)載范圍的功率因數(shù)校正變 換器。
【背景技術(shù)】
[0002] 在眾多電力電子拓?fù)渲?，Boost變換器因其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、變換效率高、控制策略 易實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)，被廣泛用作PFC電路。Boost變換器根據(jù)電感電流是否連續(xù)可分為連續(xù)導(dǎo)通 模式(CCM)、臨界連續(xù)導(dǎo)通模式(CRM)和斷續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)三種。固定負(fù)載的Boost功率因 數(shù)校正(PFC)變換器根據(jù)輸出功率的大小選擇電感電流工作的模式。全工頻周期內(nèi)均工作 于斷續(xù)導(dǎo)通模式的Boost PFC變換器一般適用于小功率場(chǎng)合。當(dāng)工作在中、大功率場(chǎng)合，變 換器一般根據(jù)CCM模式設(shè)計(jì)電路參數(shù)，但要滿足工作于CCM模式的條件是輸出功率須達(dá)到一 定值。當(dāng)負(fù)載變輕時(shí)將導(dǎo)致輸入電流的減小，這時(shí)電感將無法保持持續(xù)工作在CCM模式，工 頻周期內(nèi)一段時(shí)間工作在DCM模式，一段時(shí)間工作在CCM模式，這種工作模式稱為混合導(dǎo)通 模式(Mixed Conduction Mode，MCM)。負(fù)載繼續(xù)減小時(shí)，電感基本工作在DCM模式。通常情況 下，CCM、DCM均有適合相應(yīng)工作模式的控制算法，這些算法都具有一定的局限性，當(dāng)工作在 不合適的模式時(shí)將會(huì)導(dǎo)致嚴(yán)重的電流畸變，造成系統(tǒng)不穩(wěn)定。解決辦法是更換合適的算法 或者找到造成電流畸變的原因并作相應(yīng)的改進(jìn)。
[0003] 有研究人員提出變換器工作在CCM模式下采用預(yù)測(cè)電流控制策略，在DCM模式時(shí)采 用改進(jìn)的預(yù)測(cè)電流控制策略，當(dāng)工作在MCM模式時(shí)增加模式判別即可實(shí)現(xiàn)寬負(fù)載范圍內(nèi)工 作。但是由于DCM預(yù)測(cè)電流控制缺少電流環(huán)且對(duì)電路參數(shù)變化敏感，難以實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定和精準(zhǔn)的 控制。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0004] 綜上所述，本發(fā)明是基于對(duì)平均電流控制策略工作在DCM時(shí)進(jìn)行改進(jìn)，并增加工作 模式判斷判據(jù)設(shè)計(jì)了一種變換器可以從零到滿載均能有高功率因數(shù)與低THD。具體技術(shù)方 案如下：
[0005] 1.-種寬負(fù)載范圍的功率因數(shù)校正變換器，由主電路1和控制電路2組成，主電路1 包括:AC交流源3，整流橋電路4，Boost電路5，負(fù)載6;控制電路2包括：電感電流采樣校正模 塊7，平均電流控制模塊8，占空比前饋補(bǔ)償模塊9，工作模式判別模塊10，PWM模塊11;各元器 件的連接關(guān)系:AC交流源3的輸出接整流橋4的輸入經(jīng)過整流橋后變成饅頭波，作為Boost電 路5的輸入端，負(fù)載6并聯(lián)在Boo s t電路5輸出電容Co的兩端。
[0006] 2.主電路1的Boost電路5的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)包括AC交流源(3kVA調(diào)壓器），四個(gè)普通硅二 極管D1、D2、D3和D4構(gòu)成的不控整流橋電路(GBJ1510)，輸入高頻濾波電容Cin(CBB電容， 630V/474nF)，升壓電感L(PQ鐵氧體磁芯），開關(guān)管M0SFET(SPP20N60C3)，續(xù)流二極管D(SiC 二極管），輸出濾波電容Co(電解電容，450V/1000uF)，純電阻負(fù)載RL(負(fù)載箱），AC交流源的 一端接不控整流橋的二極管D1的陽極，另一端接二極管D2的陽極;二極管D1的陽極與二極 管D3的陰極相連，二極管D2的陽極與二極管D4的陰極相連，二極管D1、D2的陰極相連，二極 管D3、D4的陽極相連;輸入高頻濾波電容Cin的一端與二極管D1、D2的陰極相連接，另一端與 二極管D3、D4的陽極相連接;與二極管D1、D2的陰極連接的Cin端和升壓電感的一端相連接， 電感的另一端和續(xù)流二極管D的陽極以及MOSFET的漏極相連接;MOSFET的源極與二極管D3、 D4的陽極以及輸出濾波電容Co的負(fù)極相連接;續(xù)流二極管D的陰極與輸出濾波電容Co的正 極相連接;輸出濾波電容Co的負(fù)極接地。電阻負(fù)載RL的正極與Co的正極相連接，RL的負(fù)極與 Co的負(fù)極相連接。
[0007] 3.控制電路2采用DSP數(shù)字控制，從Boost電路5獲得的采樣信號(hào)iL、vo、vg和占空比 信號(hào)d作為采樣校正模塊7的輸入，采樣校正模塊7得到校正后的電感電流提供給平均電流 控制模塊8電流環(huán)的輸入，平均電流控制模塊8的輸出作為占空比的分量提供給d;從Boost 電路5獲得的采樣信號(hào)v〇、vg和從平均電流控制模塊8得到的電壓環(huán)的輸出vpi提供給占空 比前饋控制模塊9的輸入，占空比前饋控制模塊9的輸出經(jīng)過工作模式判別模塊10將CCM與 DCM前饋量的較小值作為占空比的另一分量提供給d，最后得到的d作為PWM模塊11的輸入經(jīng) PWM轉(zhuǎn)換后由DSP輸出給Boost電路5開關(guān)管的門極控制MOSFET的開通和關(guān)斷。
[0008] 本發(fā)明有如下積極的技術(shù)優(yōu)勢(shì)：
[0009 ] 1)本發(fā)明克服了 PFC變換器工作在輕載時(shí)需要改變硬件電路和控制算法的難題；
[001 0] 2)采用平均電流控制加占空比前饋的方法，解決了采用預(yù)測(cè)電流控制對(duì)電路參數(shù) 敏感的問題，容易實(shí)現(xiàn)更加穩(wěn)定的控制；
[0011] 3)DCM算法基于平均電流控制，改動(dòng)量小，易于實(shí)現(xiàn)。
【附圖說明】
[0012] 圖1結(jié)構(gòu)框圖
[0013] 圖2主電路拓?fù)鋱D
[0014] 圖3控制電路框圖
[0015] 圖4 CCM模式電感電流波形
[0016] 圖5 DCM模式電感電流波形
[0017] 圖6半個(gè)工頻周期內(nèi)占空比前饋?zhàn)兓?guī)律
[0018] 圖7 CCM占空比前饋表達(dá)式構(gòu)成圖
[0019] 圖8 DCM占空比前饋表達(dá)式構(gòu)成圖
[0020] 圖9電感電流校正系數(shù)表達(dá)式構(gòu)成圖
[0021] 圖中：1主電路，2控制電路，3 AC交流源，4不控整流橋電路，5 Boost電路，6負(fù)載，7 電感電流采樣校正模塊，8平均電流控制模塊，9占空比前饋補(bǔ)償模塊，10工作模式判別模 塊，11 PWM模塊。
【具體實(shí)施方式】
[0022] 1.主電路
[0023] 如圖1中：主電路1和控制電路2組成。
[0024] 主電路1包括:AC交流源3，整流橋電路4，Boos t電路5，負(fù)載6。
[0025]其工作原理:本發(fā)明采用校正后的平均電流控制加占空比前饋控制的算法實(shí)現(xiàn)寬 負(fù)載范圍內(nèi)功率因數(shù)校正。根據(jù)CCM模式設(shè)計(jì)的Boost功率因數(shù)校正變換器工作在輕載時(shí)， 輸入電壓過零點(diǎn)附近會(huì)出現(xiàn)電感電流斷續(xù)現(xiàn)象，且隨著負(fù)載的減小，斷續(xù)范圍擴(kuò)大直至整 個(gè)工頻周期內(nèi)電感電流為DCM。采樣得到的電感電流與平均值不一致是造成輸入電流畸變 的主要原因。本發(fā)明采用的校正后的平均電流控制加占空比前饋的控制方法，當(dāng)Boost變換 器滿載工作在CCM時(shí)，電感電流采樣值即為平均值，此時(shí)校正系數(shù)為1，平均電流控制環(huán)輸出 占空比分量d 1，占空比前饋控制環(huán)分別計(jì)算得到CCM與DCM前饋控制量進(jìn)行比較，取較小者 輸出與dl相加得到最終占空比d控制Boost電路開關(guān)管；當(dāng)變換器輕載工作在MCM和DCM時(shí)， 電感電流采樣值大于平均值，此時(shí)校正系數(shù)在DCM時(shí)小于1，在CCM時(shí)等于1，校正后的電流與 參考電流比較經(jīng)PI調(diào)節(jié)器輸出占空比分量d2,占空比前饋控制環(huán)分別計(jì)算得到CCM與DCM前 饋控制量進(jìn)行比較，取較小者輸出與d2相加得到最終占空比d控制開關(guān)管。
[0026] 2.主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
[0027] 如圖2主電路拓?fù)鋱D中主要元器件:主電路拓?fù)錇锽oo st電路，包括AC交流源(3kVA 調(diào)壓器），四個(gè)普通硅二極管D1、D2、D3和D4構(gòu)成的不控整流橋電路(GBJ1510)，輸入高頻濾 波電容Cin(CBB電容，630V/474nF)，升壓電感L(PQ鐵氧體磁芯），開關(guān)管M0SFET (SPP20N60C3)，續(xù)流二極管D(SiC二極管），輸出濾波電容Co(電解電容，450V/1000uF)，純電 阻負(fù)載RL(負(fù)載箱）。
[0028] 3.控制電路
[0029] 如圖3控制電路，框圖控制電路采用數(shù)字控制，DSP為MC56F8257,是一款16位可編 程數(shù)字信號(hào)處理器。DSP8257不同于傳統(tǒng)的CPU，它采用雙哈佛結(jié)構(gòu)，將程序空間與數(shù)據(jù)空間 分開編址，這樣在DSP處理數(shù)據(jù)空間運(yùn)算與數(shù)據(jù)傳輸?shù)耐瑫r(shí)可以并行地從程序空間讀取下 一條指令，這種結(jié)構(gòu)的的好處是速度快，讀程序和讀/寫數(shù)據(jù)可以同時(shí)進(jìn)行。MC56F8257成本 低，配置靈活，擁有緊湊程序代碼，適合于多種應(yīng)用場(chǎng)合。8257主頻為60MHz，它還集成了 64KB片內(nèi)非易失性存儲(chǔ)器(FLASH)和8KB的高速的隨機(jī)存儲(chǔ)器(RAM)，高精度12位ADC模數(shù)轉(zhuǎn) 換模塊，完成一次AD轉(zhuǎn)換的時(shí)間最快為600ns，并針對(duì)電力電子應(yīng)用集成了片內(nèi)高性能DAC 模塊等。本發(fā)明所采用的數(shù)字控制中，中斷頻率為100kHz，采用PWM重載中斷，每個(gè)開關(guān)周期 重載一次，開關(guān)頻率為100kHz ASP需要從主電路采集三個(gè)采樣值分別為:整流橋后輸入電 壓vg、輸出電壓v〇、電感電流Π -Vref為電路給定的參考輸出電壓，一般設(shè)定為400V。
[0030] 控制電路包括兩部分，平均電流控制與占空比前饋控制。
[0031] 平均電流控制包括電壓環(huán)與電流環(huán)，以及電感電流采樣校正。
[0032]控制原理:該控制算法采用校正后的平均電流控制加占空比前饋控制的算法實(shí)現(xiàn) 寬負(fù)載范圍內(nèi)功率因數(shù)校正。當(dāng)變換器滿載工作在CCM時(shí)，電感電流采樣值即為平均值，此 時(shí)校正系數(shù)為1，平均電流控制環(huán)輸出占空比分量dl，占空比前饋控制環(huán)分別計(jì)算得到CCM 與DCM前饋控制量進(jìn)行比較，取較小者輸出dff_ccm與dl相加得到最終占空比d;當(dāng)變換器輕 載工作在DCM時(shí)，電感電流采樣值大于平均值，此時(shí)校正系數(shù)小于1，校正后的電流與參考電 流比較經(jīng)PI調(diào)節(jié)器輸出占空比分量d2，占空比前饋控制環(huán)分別計(jì)算得到CCM與DCM前饋控制 量進(jìn)行比較，取較小者輸出dff_dcm與d2相加得到最終占空比d;當(dāng)變換器工作在MCM時(shí)，電 感電流采樣值部分為平均值部分大于平均值，此時(shí)校正系數(shù)部分為1部分小于1，校正后的 電感電流經(jīng)電流環(huán)輸出占空比分量d3,占空比前饋控制環(huán)在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)分別計(jì)算得到 CCM與DCM前饋控制量進(jìn)行比較，取較小者輸出dff與d3相加得到最終占空比d，最終控制 Boost電路開關(guān)管的開通和關(guān)斷。該控制算法滿足三種工作模式下選擇合適的控制算法，可 以實(shí)現(xiàn)零到滿載的全負(fù)載范圍內(nèi)功率因數(shù)校正。
[0033]平均電流控制連接關(guān)系為:采樣得到的輸出電壓vo與參考輸出電壓Vref比較后經(jīng) 過PI調(diào)節(jié)器輸出vpi，構(gòu)成電壓環(huán);vpi作為電感電流參考值的一個(gè)輸入提供參考電流的幅 值，vg作為電感電流參考值的另一個(gè)輸入提供參考電流的相位，為實(shí)現(xiàn)恒功率控制，在電感 電流參考值Iref中加入輸入電壓前饋值l/(Vff*Vff);采樣得到的電感電流經(jīng)過采樣校正 后保證采樣得到的電感電流為每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的平均值，最后將計(jì)算得到的參考電流和校 正后的電感電流比較后經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器輸出平均電流控制占空比。
[0034] 4.電壓環(huán)與電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器：
[0035] 由于PI調(diào)節(jié)器算法成熟、可靠性高，本發(fā)明中電壓環(huán)與電流環(huán)誤差調(diào)節(jié)器均采用 數(shù)字PI算法。PI調(diào)節(jié)器是一種線性控制器，它根據(jù)給定值r(t)與實(shí)際輸出值c(t)構(gòu)成控制 偏差，如式（1