本發(fā)明屬于射頻與微波通信技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種高分配比可重構(gòu)功分器。主要應(yīng)用于天線陣列、混頻器以及實時功率分配與合成。

背景技術(shù)：

作為射頻電路前端的重要組成部分，功率分配器的研究與設(shè)計正越來越受到人們的重視。功率分配器簡稱為功分器，在大規(guī)模陣列天線系統(tǒng)和相控陣列雷達系統(tǒng)以及功率合成器中，都需要使用多個功率分配比例不同的功分器。而由于射頻功分器的工作原理決定了其體積較大的缺點，多個射頻功分器的應(yīng)用會進一步使得射頻前端體積龐大，且生產(chǎn)成本增加。而功率分配比可重構(gòu)功分器可以用一個器件代替多個器件，所以它能降低成本，提高性能和集成度，使通信系統(tǒng)的設(shè)備尺寸小型化。

目前，關(guān)于分配比可重構(gòu)功分器的研究主要是關(guān)于功率分配比的離散可重構(gòu)。不但結(jié)構(gòu)復(fù)雜，而且分配比例離散，應(yīng)用受限。而分配比連續(xù)可重構(gòu)功分器可調(diào)范圍低，實用性低。同時由于傳統(tǒng)微帶線功分器都是基于特征阻抗的變化會引起輸出功率分配比變化的原理設(shè)計功分器。但是由于高阻抗微帶線在工藝上難以實現(xiàn)，所以高分配比功分器制造困難、成本過高。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是提出一種高分配比可重構(gòu)功分器，能實現(xiàn)功率的高分配比以及分配比例大范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào)。

本發(fā)明所述的高分配比可重構(gòu)功分器，包括金屬接地板和介質(zhì)基板，所述介質(zhì)基板設(shè)置在金屬接地板上，還包括分別設(shè)置在介質(zhì)基板上的3dbwilkinson功分器、3db分支線耦合器、第一π型等效傳輸線和第二π型等效傳輸線；

所述3dbwilkinson功分器分別與第一π型等效傳輸線、第二π型等效傳輸線連接，第一π型等效傳輸線、第二π型等效傳輸線分別與3db分支線耦合器連接；

所述3dbwilkinson功分器包括第一微帶線、第二微帶線、第三微帶線和隔離電阻r，隔離電阻r的兩端分別與第二微帶線的右端和第三微帶線的右端連接，第二微帶線的左端以及第三微帶線的左端均與第一微帶線的右端連接，第一微帶線的左端作為射頻信號的輸入端；

所述3db分支線耦合器包括第四微帶線、第五微帶線、第六微帶線、第七微帶線、第八微帶線和第九微帶線，第四微帶線的兩端分別與第五微帶線的左端、第六微帶線的左端連接，第七微帶線的兩端分別與第五微帶線的右端、第六微帶線的右端連接，第五微帶線的右端還與第八微帶線的左端連接，第六微帶線的右端還與第九微帶線的左端連接，第八微帶線的右端和第九微帶線的右端分別作為射頻信號的輸出端。

所述第一π型等效傳輸線包括第十微帶線、隔離電容c3、隔離電容c4、變?nèi)荻O管d3和變?nèi)荻O管d4；所述第十微帶線的左端經(jīng)隔離電容c3、變?nèi)荻O管d3后接地，第十微帶線的左端還與第二微帶線的右端連接；第十微帶線的右端經(jīng)隔離電容c4、變?nèi)荻O管d4后接地，第十微帶線的右端還與第五微帶線的左端連接；

所述第二π型等效傳輸線包括第十一微帶線、隔離電容c1、隔離電容c2、變?nèi)荻O管d1和變?nèi)荻O管d2；第十一微帶線的左端經(jīng)隔離電容c1、變?nèi)荻O管d1后接地，第十一微帶線的左端還與第三微帶線的右端連接，第十一微帶線的右端經(jīng)隔離電容c2、變?nèi)荻O管d2后接地，第十一微帶線的右端還與第六微帶線的左端連接。

在所述變?nèi)荻O管d3的兩端以及變?nèi)荻O管d4的兩端分別施加反向直流偏置電壓v2；

在所述變?nèi)荻O管d1的兩端以及變?nèi)荻O管d2的兩端分別施加反向直流偏置電壓v1；

且v2＝vmax-v1；

其中vmax為變?nèi)荻O管d1、變?nèi)荻O管d2、變?nèi)荻O管d3和變?nèi)荻O管d4工作時的最大反向偏置電壓；這種設(shè)置使得所述高分配比可重構(gòu)功分器實現(xiàn)的功率分配比可調(diào)范圍更大。

所述第一微帶線、第八微帶線和第九微帶線的特征阻抗為z0，物理長度為λ/4；

所述第四微帶線、第七微帶線的特征阻抗為z0，物理長度可任??；

所述第二微帶線、第三微帶線的特征阻抗為物理長度為λ/4；所述第五微帶線、第六微帶線的特征阻抗為物理長度為λ/4；所述第十微帶線、第十一微帶線的特征阻抗為物理長度λ/12；所述隔離電阻r＝2*z0。這種設(shè)置使得所述高分配比可重構(gòu)功分器的各端口反射系數(shù)較小，輸出端口之間的隔離度較大，滿足功分器的工作指標(biāo)。

本發(fā)明具有以下優(yōu)點：

(1)本發(fā)明具有高分配比、隔離度高、回波損耗低且易于實現(xiàn)的優(yōu)點，解決了傳統(tǒng)功分器的難以實現(xiàn)高分配比的缺點。

(2)本發(fā)明通過調(diào)節(jié)連接在3dbwilkinson功分器和3db分支線耦合器間的π型等效傳輸線的電長度，可實現(xiàn)輸出功率分配比大范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào)，解決了傳統(tǒng)可重構(gòu)功分器的分配比例不高且可調(diào)范圍低的缺點。

(3)本發(fā)明通過調(diào)節(jié)傳輸線等效電長度來實現(xiàn)分配比例可調(diào)，解決了傳統(tǒng)可重構(gòu)功分器通過調(diào)節(jié)傳輸線特征阻抗難以實現(xiàn)分配比大范圍連續(xù)可調(diào)的缺點。

(4)本發(fā)明中的微帶線結(jié)構(gòu)、介質(zhì)基板、金屬接地板等都可以采用普通的印刷電路板工藝制作,具有易于集成、便于加工和成本低廉的優(yōu)點。

附圖說明

圖1為本發(fā)明的整體框圖；

圖2為本發(fā)明中高分配比功分器的結(jié)構(gòu)圖；

圖3為本發(fā)明中高分配比功分器的s參數(shù)；

圖4為本發(fā)明中高分配比可重構(gòu)功分器的結(jié)構(gòu)圖；

圖5為本發(fā)明中π型等效傳輸線原理圖；

圖6為本發(fā)明中π型等效傳輸線的特征阻抗變化；

圖7為本發(fā)明中π型等效傳輸線的電長度變化；

圖8為本發(fā)明中變?nèi)荻O管的特性曲線；

圖9為本發(fā)明中高分配比可重構(gòu)功分器的s參數(shù)；

圖中：1、3dbwilkinson功分器，2、3db分支線耦合器，3、第一π型等效傳輸線，4、第二π型等效傳輸線，5、金屬接地板，6、介質(zhì)基板，11、第一微帶線，12、第二微帶線，13、第三微帶線，21、第四微帶線，22、第五微帶線，23、第六微帶線，24、第七微帶線，25、第八微帶線，26、第九微帶線，31、第十微帶線，41、第十一微帶線。

具體實施方式

下面結(jié)合附圖對本發(fā)明作進一步說明。

如圖1和圖4所示高分配比可重構(gòu)功分器，包括3dbwilkinson功分器1、3db分支線耦合器2、第一π型等效傳輸線3、第二π型等效傳輸線4、金屬接地板5和介質(zhì)基板6。所述介質(zhì)基板6的型號為arlonad430，介電常數(shù)為4.3，基板厚度為0.8mm，損耗角正切值為0.003；所述金屬接地板5的厚度為0.1mm。

如圖1和圖4所示，3dbwilkinson功分器1、3db分支線耦合器2、第一π型等效傳輸線3和第二π型等效傳輸線4分別設(shè)置在介質(zhì)基板6上；介質(zhì)基板6設(shè)置在金屬接地板5上。所述3dbwilkinson功分器1分別與第一π型等效傳輸線3、第二π型等效傳輸線4連接，第一π型等效傳輸線3、第二π型等效傳輸線4分別與3db分支線耦合器2連接。

如圖1和圖4所示，所述3dbwilkinson功分器1包括第一微帶線11、第二微帶線12、第三微帶線13和隔離電阻r，隔離電阻r的兩端分別與第二微帶線12的右端和第三微帶線13的右端連接，第二微帶線12的左端以及第三微帶線13的左端均與第一微帶線11的右端連接，第一微帶線11的左端作為射頻信號的輸入端。

如圖1和圖4所示，所述3db分支線耦合器2包括第四微帶線21、第五微帶線22、第六微帶線23、第七微帶線24、第八微帶線25和第九微帶線26，第四微帶線21的兩端分別與第五微帶線22的左端、第六微帶線23的左端連接，第七微帶線24的兩端分別與第五微帶線22的右端、第六微帶線23的右端連接，第五微帶線22的右端還與第八微帶線25的左端連接，第六微帶線23的右端還與第九微帶線26的左端連接，第八微帶線25的右端和第九微帶線26的右端分別作為射頻信號的輸出端。

如圖1和圖4所示，所述第一π型等效傳輸線3包括第十微帶線31、隔離電容c3、隔離電容c4、變?nèi)荻O管d3和變?nèi)荻O管d4；所述第十微帶線31的左端經(jīng)隔離電容c3、變?nèi)荻O管d3后接地，第十微帶線31的左端還與第二微帶線12的右端連接；第十微帶線31的右端經(jīng)隔離電容c4、變?nèi)荻O管d4后接地，第十微帶線31的右端還與第五微帶線22的左端連接；隔離電容c3和隔離電容c4的作用是防止直流電壓源v1對功分器的射頻信號產(chǎn)生影響。

如圖1和圖4所示，所述第二π型等效傳輸線4包括第十一微帶線41、隔離電容c1、隔離電容c2、變?nèi)荻O管d1和變?nèi)荻O管d2；第十一微帶線41的左端經(jīng)隔離電容c1、變?nèi)荻O管d1后接地，第十一微帶線41的左端還與第三微帶線13的右端連接，第十一微帶線41的右端經(jīng)隔離電容c2、變?nèi)荻O管d2后接地，第十一微帶線41的右端還與第六微帶線23的左端連接；隔離電容c1和隔離電容c2的作用是防止直流電壓源v2對功分器的射頻信號產(chǎn)生影響。

如圖1和圖4所示，在所述變?nèi)荻O管d3的兩端以及變?nèi)荻O管d4的兩端分別施加反向直流偏置電壓v2；在所述變?nèi)荻O管d1的兩端以及變?nèi)荻O管d2的兩端分別施加反向直流偏置電壓v1；且v2＝vmax-v1；其中vmax為變?nèi)荻O管d1、變?nèi)荻O管d2、變?nèi)荻O管d3和變?nèi)荻O管d4工作時的最大反向偏置電壓。這種設(shè)置使得所述高分配比可重構(gòu)功分器實現(xiàn)的功率分配比可調(diào)范圍更大。

本發(fā)明所述的高分配比可重構(gòu)功分器，所述第一微帶線11、第八微帶線25和第九微帶線26的特征阻抗為z0，物理長度為λ/4；所述第四微帶線21、第七微帶線24的特征阻抗為z0，物理長度可任?。凰龅诙Ь€12、第三微帶線13的特征阻抗為物理長度為λ/4；所述第五微帶線22、第六微帶線23的特征阻抗為物理長度為λ/4；所述第十微帶線31、第十一微帶線41的特征阻抗為物理長度λ/12；所述隔離電阻r＝2*z0。這種設(shè)置使得所述高分配比可重構(gòu)功分器的各端口反射系數(shù)較小，輸出端口之間的隔離度較大，滿足功分器的工作指標(biāo)。

以下對本發(fā)明能夠?qū)崿F(xiàn)高分配比進行詳細說明，以工作頻率f在2.5ghz為例：

為了方便說明和理解，將高分配比可重構(gòu)功分器的第一π型等效傳輸線3、第二π型等效傳輸線4去掉，只保留第十一微帶線41，即構(gòu)成一個高分配比功分器，參見圖2。其中，第十一微帶線41的長度為l2，寬度為1.49mm；3dbwilkinson功分器1中的第一微帶線11的左端作為功率輸入端p1，長度為5mm，寬度為1.49mm，第二微帶線12和第三微帶線13的長度均為16.8mm，寬度為0.75mm，隔離電阻r的阻值為100ω。正常工作時，微波信號從第一微帶線11的功率輸入端p1輸入，從第二微帶線12和第三微帶線13輸出，根據(jù)奇偶模分析法可以得到，3dbwilkinson功分器的輸出功率等幅同向輸出。

3db分支線耦合器2中的第五微帶線22和第六微帶線23的長度為18.67mm，寬度為2.6mm；第四微帶線21和第七微帶線24的長度為15.7mm，寬度為1.49mm；第八微帶線25和第九微帶線26的長度為5mm，寬度為1.49mm。如圖2所示，當(dāng)從第五微帶線22左端輸入單位幅值為1的波時：根據(jù)奇偶模分析法，第五微帶線22的左端所接收到的功率b1、第六微帶線23的左端所接收到的功率b2、第八微帶線25的右端所接收到的功率b3和第九微帶線26的右端所接收到的功率b4滿足公式(1-1)：

而當(dāng)?shù)诹Ь€23左端同時輸入幅值為e^jθ(θ為第五微帶線22和第六微帶線23輸入信號的相位差)的波時，根據(jù)疊加原理可得，所接受的功率b1、b2、b3、b4滿足公式(1-2)；

當(dāng)?shù)谖逦Ь€22和第六微帶線23輸入信號的相位發(fā)生變化時，3db分支線耦合器2的輸出功率比為p2/p3(或b3/b4)將發(fā)生改變?；谠撛恚鐖D2所示，將3dbwilkinson功分器1中的第二微帶線12的右端與第五微帶線22的左端相接，第三微帶線13的右端通過第十一微帶線41與第六微帶線23的左端相接，使得從p1端輸入的信號經(jīng)過3dbwilkinson功分器1等比分配，再經(jīng)過第十一微帶線41產(chǎn)生相位差，再利用3db分支線耦合器2進行再分配，最終實現(xiàn)輸出端p2、輸出端p3具有高分配比。

如圖3所示，為高分配比功分器的s參數(shù)結(jié)果，其中，s(1.1)為p1端口的回波損耗，實際工作時越小越好，s(1.2)為p1端口至p2端口的傳輸系數(shù)，s(1.3)為p1端口至p3端口的傳輸系數(shù)，s(2.3)為p2端口至p3端口的隔離度，實際工作時越小越好。如圖3所示，隨著第十一微帶線41的長度l2變化，s(1.1)和s(2.3)均優(yōu)于40db，滿足工作需求。高分配比功分器的輸出功率分配比k＝p3/p2＝s(1.3)-s(1.2),隨著l2由0增大至20mm，分配比k由0db變化至-40db(約1:1～1:10000),實現(xiàn)了高分配比設(shè)計，遠大于現(xiàn)有功分器所能夠?qū)崿F(xiàn)的最大分配比。

以下對本發(fā)明可實現(xiàn)輸出功率分配比大范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào)進行詳細說明：

如圖4所示，為了實現(xiàn)高分配比功分器的分配比實時連續(xù)可重構(gòu)(即可調(diào))，在3dbwilkinson功分器1與3db分支線耦合器2之間接入兩個π型等效傳輸線，即本發(fā)明所述的高分配比可重構(gòu)功分器，它能夠?qū)崿F(xiàn)3db分支線耦合器2的輸入信號相位差可調(diào)，使得最終整個功分器的輸出功率分配比可重構(gòu)。所述3dbwilkinson功分器1與3db分支線耦合器2的參數(shù)與圖2中的參數(shù)相同；對第二微帶線12和第三微帶線13進行了彎折以使功分器的尺寸更小，對器件功能無影響。

如圖5所示，為π型等效傳輸線產(chǎn)生相位差的原理圖，5(a)為一條普通傳輸線，圖5(b)為π型等效傳輸線，由一條短傳輸線和兩個并聯(lián)的電容組成。根據(jù)奇偶模相關(guān)理論，可得到普通傳輸線的轉(zhuǎn)移矩陣：

其中：y、z和θ分別是傳輸線的導(dǎo)納、阻抗和電長度(相位)。

根據(jù)奇偶模相關(guān)理論，可得到π型等效傳輸線的轉(zhuǎn)移矩陣：

其中：y0、z0和θ0分別是π型等效傳輸線中微帶線的導(dǎo)納、阻抗和電長度，c是可變電容的電容值，yc為可變電容的導(dǎo)納；

令式(1-3)和式(1-4)相等，可得：

其中：f為工作頻率。

綜上所述，只要選擇合適的可變電容、π型電路中傳輸線的特性阻抗和電長度，就可以替代特定的傳輸線。改變可變電容的電容值，就可以改變了π型等效傳輸線的特征阻抗和電長度。為了實現(xiàn)等效替代后可重構(gòu)功分器的分配比盡可能高，分配比可調(diào)范圍盡可能大。須得到合適范圍的可變電容使得π型等效傳輸線的特征阻抗相對于單位阻抗(50ω)盡可能小，而電長度盡可能大。選取工作頻率f為2.5ghz，π型等效傳輸線中微帶線的長度為6mm，寬度為0.5mm時，對可變電容c進行s參數(shù)掃描仿真，得到如圖6和圖7的結(jié)果，根據(jù)圖6和圖7可看出電容值為0pf～3pf之間時，電長度變化較大而特征阻抗較小，適合用于本發(fā)明的功率分配比調(diào)節(jié)。

本發(fā)明采用變?nèi)荻O管作為可變電容，可通過調(diào)節(jié)變?nèi)荻O管的直流反向偏置電壓來改變變?nèi)荻O管的電容值，從而實現(xiàn)π型等效傳輸線的特征阻抗和電長度的改變。圖4中的變?nèi)荻O管d1、變?nèi)荻O管d2、變?nèi)荻O管d3和變?nèi)荻O管d4的型號均為smv2020，在直流反向偏置電壓下變?nèi)荻O管的電容值的變化如圖8所示；直流反向偏置電壓v1在0v～20v間調(diào)節(jié)時，可得到電容值c在0.286pf～3.315pf間變化，可作為本發(fā)明中的變?nèi)荻O管。隔離電容值c1、隔離電容值c2、隔離電容值c3和隔離電容值c4均為8pf。v1在0～20v間調(diào)節(jié)時，最大電壓vmax＝20v，所以v2＝20-v1。

圖9為圖4中高分配比可重構(gòu)功分器的s參數(shù)結(jié)果，隨著v1在0～20v間變化時，高分配比可重構(gòu)功分器的輸出功率分配比在-15.5db～15.5db間連續(xù)變化，所述高分配比可重構(gòu)功分器的回波損耗s(1.1)和隔離度s(2.3)均優(yōu)于25db。

綜合上述性能指標(biāo)可以看出，本發(fā)明實現(xiàn)了功分器輸出功率高分配比0db～-40db，最大分配比可達-40db，以及分配比在-15.5db～15.5db大范圍連續(xù)可調(diào)。

以上描述僅是本發(fā)明的一個具體實例，不構(gòu)成對本發(fā)明的任何限制。顯然對于本領(lǐng)域的專業(yè)人員來說，在了解了本發(fā)明內(nèi)容和原理后，都可能在不背離本發(fā)明原理、結(jié)構(gòu)的情況下，進行形式和細節(jié)上的各種修正和改變，但是這些基于本發(fā)明思想的修正和改變?nèi)栽诒景l(fā)明的權(quán)利要求保護范圍之內(nèi)。